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Electrónica de Comunicaciones
CONTENIDO RESUMIDO 1- Introducción 2- Osciladores
3- Mezcladores. 4- Lazos enganchados en fase
(PLL). 5- Amplificadores de pequeña señal para
RF. 6- Filtros pasa-banda basados en resonadores
piezoeléctricos. 7- Amplificadores de potencia
para RF. 8- Demoduladores de amplitud (AM, DSB,
SSB y ASK). 9- Demoduladores de ángulo (FM, FSK y
PM). 10- Moduladores de amplitud (AM, DSB, SSB y
ASK). 11- Moduladores de ángulo (PM, FM, FSK y
PSK). 12- Tipos y estructuras de receptores de
RF. 13- Tipos y estructuras de transmisores de
RF. 14- Transceptores para radiocomunicaciones
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5- Amplificadores de pequeña señal para RF
Idea fundamental Amplificación selectiva de las
señales de RF con buena relación señal/ruido
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Concepto de ganancia de potencia (I)
Potencia de entrada pe (ie ef)2ReZe
Potencia de salida ps (is ef)2ReZL
Ganancia de potencia Gp ps/pe
Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas), GP
es función de ZL
Ojo No valora la adaptación de impedancias entre
generador y amplificador
ATE-UO EC amp señ 02
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Concepto de ganancia de potencia (II)
Con un modelo de admitancias
Potencia de entrada pe (ve ef)2ReYe
Potencia de salida ps (vs ef)2ReYL
Ganancia de potencia Gp ps/pe
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Concepto de potencia disponible en un generador
Es la máxima potencia que puede entregar un
generador a una carga
Máxima transferencia de potencia (ZL Zg)
ReZL ReZg ? RL Rg ImZe - ImZg ?
XL -Xg
Pgd (ig ef)2RL (ig ef)2Rg (vg ef/2Rg)2Rg
(vg ef)2/4Rg
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Concepto de ganancia de potencia disponible de un
amplificador
Potencia disponible entrada ped (vg
ef)2/4ReZg Potencia disponible de salida psd
(vso ef)2/4ReZs Ganancia de potencia
disponible Gpd psd/ped
Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas),
GPd es función de Zg
Valora la adaptación de impedancias entre
generador y amplificador
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Concepto de ganancia de potencia de transducción
de un amplificador
Potencia disponible entrada ped (vg
ef)2/4ReZg Potencia de salida ps (is
ef)2ReZL Ganancia de potencia de tranducción
Gpt ps/ped
Para un amplificador dado (Ze y Zs conocidas),
GPt es función de Zg y ZL
Valora la adaptación de impedancias entre
generador y amplificador y entre amplificador y
carga
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Ejemplo de cálculo de ganancias (I)
AV vs/ve 2075/(30075) 4 20log(4) dB
12,04 dB pe (ve ef)2/50 ps
7520ve ef/(30075)2 ped (vg ef)2/(475) psd
(20ve ef)2/(4300) ve vg50/(5075)
Gp ps/pe 10,67 10log(10,67) dB 10,28
dB Gpd psd/ped 16 10log(16) dB 12,04
dB Gpt ps/ped 10,24 10log(10,24) dB
10,10 dB
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Condiciones para la máxima transferencia de
potencia entre el generador de señal y el
amplificador y entre el amplificador y la carga
ReZe ReZg ImZe - ImZg Ze Zg
ReZL ReZs ImZL -ImZs ZL Zs
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Modo de conseguir la máxima transferencia de
potencia
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Ejemplo de cálculo de ganancias con redes de
adaptación de impedancias
ve 0,5vg ve (50/75)1/2ve vs
0,520ve vs (75/300)1/2vs AV vs/ve
10(75/300)1/2(50/75)1/2 4,08 20log(4,08)
dB 12,21 dB pe ped (vg ef)2/(475) ps
psd (20ve ef)2/(4300) ve
(50/75)1/20,5vg Gp Gpd Gpt ps/pe
16,67 10log(16,67) dB 12,21 dB (coincide
en este caso particular con AV, pero es sólo por
ser Rg RL)
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Ejemplo de la importancia de la adaptación de
impedancias
Sin adaptación Gpt 64 18,06 dB
Con adaptación Gpt 156,25 21,93 dB
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Modos de medir le grado de adaptación de
impedancias
Coeficientes de reflexión En la entrada Ge
(Ze Zo)/(Ze Zo) (Zo impedancia de
referencia) En la salida Gs (Zs
Zo)/(Zs Zo) (Zo impedancia de referencia)
Relación de Ondas Estacionarias (ROE, SWR) En
la entrada ROEe (1 ½Ge½)/(1 - ½Ge½) En la
salida ROEs (1 ½Gs½)/(1 - ½Gs½) Pérdidas
de potencia por desadaptación PL En la entrada
PLe -10log1 - ½(Ze Zg)/(Ze Zg)½2 En
la salida PLs -10log1 - ½(Zs ZL)/(Zs
ZL)½2
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Modos de medir le grado de adaptación de
impedancias en el ejemplo anterior
Zo Ro 50 W
Ge (Ze Zo)/(Ze Zo) 0/250 0 Gs (Zs
Zo)/(Zs Zo) 150/250 0,6 ROEe (1
½Ge½)/(1 - ½Ge½) 1 ROEs (1 ½Gs½)/(1 - ½Gs½)
4 PLe -10log1 - ½(Ze Zg)/(Ze Zg)½2
1,94 dB PLs -10log1 - ½(Zs ZL)/(Zs
ZL)½2 1,94 dB
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Tipos de redes no disipativas de adaptación de
impedancias

• De banda ancha con transformador
• De banda estrecha

Teoría del transformador ideal (I)
v2 v1n i2 i1/n p1 v1i1 v2i2 p2
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Teoría del transformador ideal (II)
v2 v1n i2 i1/n v2 R2i2 Calculamos R1
v1/i1 R1 v2/(i2n2) R2/n2
R1 R2/n2
Primera aproximación al comportamiento real
inductancia y corriente magnetizante (I)
Modelo que tiene en cuenta que la transferencia
de energía se realiza por un campo mágnético
i1 i2n im Calculamos i1/v1 Y1 Y1(s)
n2/R2 1/(Lms) Z1(s) v1/i1 1/Y1(s)
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Primera aproximación al comportamiento real
inductancia y corriente magnetizante (II)
Por tanto Z1(s) 1/n2/R2 1/(Lms)
Si llamamos R2 R2/n2, obtenemos Z1(s)
R2Lms/(R2 Lms) Z1(jw) jwR2Lm/(R2
jwLm)
Hay un cero en cero y un polo en fC R2 /(2pLm)
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Segunda aproximación al comportamiento real
inductancias magnetizante y de dispersión (I)
Modelos que tienen en cuenta que el acoplamiento
entre devanados no es perfecto
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Segunda aproximación al comportamiento real
inductancias magnetizante y de dispersión (II)
Z1(s) Lds R2Lms/(R2 Lms) Z1(jw)
jwLd jwR2Lm/(R2 jwLm)
Hay un cero en cero, un cero en fCs R2 /(2pLd)
y un polo en fCi R2 /(2pLm)
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Tercera aproximación al comportamiento real
inductancias y capacidades parásitas (I)
Modelos que tienen en cuenta acoplamientos
capacitivos de los devanados entre sí y con el
núcleo
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Uso de un transformador como adaptador de
impedancias de banda ancha (I)
Solamente válido en el caso de impedancias
resistivas
Por diseño Rg R2
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Uso de un transformador como adaptador de
impedancias de banda ancha (II)
Modelo más elaborado
Por diseño Rg R2
ATE-UO EC amp señ 21
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Uso de un transformador como adaptador de
impedancias de banda estrecha (I)
Se añade un condensador para cancelar la
reactancia inductiva de la inductancia
magnetizante

• Con Cr conseguimos
• Comportamiento selectivo.
• Comportamiento real a menor frecuencia para la
  misma Lm (menor Lm si quisiéramos comportamiento
  real a la misma frecuencia).

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24
Uso de un transformador como adaptador de
impedancias de banda estrecha (II)
Si la admitancia de entrada es parcialmente
capacitiva, su efecto se añade al del condensador
resonante
Cr Cr C2n2
ATE-UO EC amp señ 23
25
Uso de un transformador como adaptador de
impedancias de banda estrecha (III)
Con un modelo más exacto del transformador
Comportamiento bastante independiente de los
parásitos del transformador
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Teoría general de las redes no disipativas
adaptadoras de impedancias sin transformador (I)
Supongamos inicialmente impedancias resistivas en
el generador y la carga
Calculamos Ze Ze jXs jXpRL/(jXp RL)
jXs jXpRL(RL - jXp)/(RL2 Xp2)
j(RL2Xs Xp2Xs RL2Xp) Xp2RL/(RL2
Xp2) Condición de ImZe 0 y ReZe Re a
wo 0 RL2Xs(wo) Xp2(wo)Xs(wo) RL2Xp (wo)
(1) Re Xp2(wo)RL/RL2 Xp2(wo) (2) De (2)
se obtiene Xp(wo) RLRe/(RL-Re)1/2 (3) Y
de (1) y (3) se obtiene -Xs(wo)
Re(RL-Re)1/2 (4)
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27
Teoría general de las redes no disipativas
adaptadoras de impedancias sin transformador (II)
Partimos de que para que ReZe Re y ImZe
0 Xp(wo) RLRe/(RL-Re)1/2 (3) -Xs(wo)
Re(RL-Re)1/2 (4) También -Xs(wo)
Re(RL-Re)1/2 (4) Xp(wo) -RLRe/Xs(wo)
(5)

• Conclusiones
• De (1) 0 RL2Xs(wo) Xp2(wo)Xs(wo)
  RL2Xp(wo) se deduce que Xs y Xp deben ser de
  distinto tipo (un condensador y una bobina)
• De (3) y (4) se deduce que en esta topología
  tiene que ser Re lt RL

Posible realizaciones físicas Pasa bajos Xs una
bobina y Xp un condensador Pasa altos Xs un
condensador y Xp una bobina
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28
Teoría general de las redes no disipativas
adaptadoras de impedancias sin transformador (III)
-Xs(wo) Re(RL-Re)1/2 (4) Xp(wo)
-RLRe/Xs(wo) (5) Re lt RL
Opción pasa bajos
Particularizamos Xs(wo) Lwo y Xp(wo)
-1/(Cwo) Sustituimos en (4) (con signo -) y en
(5) Lwo Re(RL-Re)1/2 1/(Cwo) RLRe/(Lwo)
? L/C RLRe
Lwo Re(RL-Re)1/2 L/C RLRe Re lt RL
ATE-UO EC amp señ 27
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Teoría general de las redes no disipativas
adaptadoras de impedancias sin transformador (IV)
-Xs(wo) Re(RL-Re)1/2 (4) Xp(wo)
-RLRe/Xs(wo) (5) Re lt RL
Opción pasa altos
Particularizamos Xs(wo) -1/(Cwo) y Xp(wo)
Lwo Sustituimos en (4) (con signo ) y en
(5) 1/(Cwo) Re(RL-Re)1/2 Lwo RLReCwo
? L/C RLRe
Cwo Re(RL-Re)-1/2 L/C RLRe Re lt RL
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30
Teoría general de las redes no disipativas
adaptadoras de impedancias sin transformador (V)
Se puede conseguir que se adapten impedancias
con Re gt RL?
Para explicarlo, un poco de Teoría de
Circuitos 1º Teorema de Reciprocidad
Si excitamos en tensión entre a-b y medimos la
corriente de corto entre c-d, el resultado es
mismo que si excitamos en tensión entre c-d y
medimos la corriente de corto entre a-b
ATE-UO EC amp señ 29
31
2º Teorema de Reciprocidad para cuadripolos no
disipativos, cargados con una resistencia y con
impedancia de entrada resistiva igual a la del
generador
Balance de potencias pab (vg ef)2/(4Rg) (iL
ef)2RL Por tanto (iL ef)2 (vg ef)2/(4RgRL)
pab
Balance de potencias pcd (iL
ef)2Rg Sustituyendo el valor de iL ef pcd
(vg ef)2/(4RL) Para que esto ocurra Zcd RL
pcd
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Conclusión
Para cuadripolos no disipativos, cargados con una
resistencia y con impedancia de entrada resistiva

• Si se cumple

• Entonces

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33
Teoría general de las redes no disipativas
adaptadoras de impedancias sin transformador (VI)
-Xs(wo) R1(R2-R1)1/2 Xp(wo)
-R2R1/Xs(wo) R1 lt R2
R1 Re R2 RL
R1 RL R2 Re
Dibujando de nuevo
-Xs(wo) RL(Re-RL)1/2 Xp(wo)
-ReRL/Xs(wo) RL lt Re
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Teoría general de las redes no disipativas
adaptadoras de impedancias sin transformador (VII)
Opción pasa bajos
Particularizamos Xs(wo) Lwo y Xp(wo)
-1/(Cwo) Sustituimos en (4) (con signo -) y
en (5) Lwo RL(Re-RL)1/2 1/(Cwo)
ReRL/(Lwo) ? L/C ReRL
Lwo RL(Re-RL)1/2 L/C ReRL RL lt Re
ATE-UO EC amp señ 33
35
Teoría general de las redes no disipativas
adaptadoras de impedancias sin transformador
(VIII)
Opción pasa altos
Particularizamos Xs(wo) -1/(Cwo) y Xp(wo)
Lwo Sustituimos en (4) (con signo ) y en
(5) 1/(Cwo) RL(Re-RL)1/2 Lwo ReRLCwo
? L/C ReRL
Cwo RL(Re-RL)-1/2 L/C ReRL RL lt Re
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36
Resumen
ATE-UO EC amp señ 35
37
Circuito simbólico que sintetiza los cuatro casos
-Xs(wo) R1(R2-R1)1/2 Xp(wo)
-R2R1/Xs(wo) R1 lt R2
ATE-UO EC amp señ 36
38
Dos circuitos simbólicos para sintetizar los
cuatro casos
ATE-UO EC amp señ 37
39
Ejemplo de adaptación de impedancias en un
amplificador
Frecuencia de operación 10 MHz
ATE-UO EC amp señ 38
40
Comportamiento de la adaptación de impedancias
con el cambio de frecuencia
Frecuencia de diseño 10 MHz
Caso A Re 200 W RL 100 W L 1,6 mH C
80 pF Caso B Re 200 W RL 20 W L
0,95 mH C 239 pF
Conclusión cuanto mayor es la diferencia de
impedancias, más crítico es el margen de
frecuencia de adaptación. Lo mismo ocurre en las
otras redes
ATE-UO EC amp señ 39
41
Comportamiento con generadores y cargas con
impedancia no resistivas
Se pueden usar estas redes si las componentes
reactivas de las impedancias se pueden integrar
en la red de adaptación de impedancias

• Xs y Xp son los valores calculados por las
  fórmulas anteriores
• Xs y Xp son los valores a colocar
• Xs Xs Xg Xp XpXL/(Xp XL)
  ? Xp XpXL/(XL - Xp)
• No siempre es posible hacer esto

ATE-UO EC amp señ 40
42
Ejemplo de uso con impedancias no resistivas
L 0,32 mH
C 298 pF
ATE-UO EC amp señ 41
43
Ejemplo de uso imposible con la red propuesta
L 0,32 mH
C - 102 pF
No es posible con esta red
ATE-UO EC amp señ 42
44
Red alternativa a usar en este caso (I)
? jXs j20 W
? jXp -j40 W
j155,9 W
? jXL -j31,8 W
Xp XpXL/(XL - Xp) 155,9 W
ATE-UO EC amp señ 43
45
Red alternativa a usar en este caso (II)

• Maneras de conseguir la reactancia inductiva
  necesaria a 10 MHz
• Una bobina
• Un circuito LC paralelo (infinitos casos
  posibles)
• Un circuito LC serie (infinitos casos posibles)

En los tres casos se consigue adaptación, pero su
respuesta en frecuencia será distinta
ATE-UO EC amp señ 44
46
Una nueva red de adaptación de impedancias
Definimos el Q del circuito Q RL/(woLp)
Q 1 LP 0,64 mH CP 795,8 pF Q
0,5 LP 1,27 mH CP 596,8 pF Q 0,1
LP 6,37 mH CP 437,7 pF Q 0,01 LP
63,7 mH CP 401,9 pF
Hay adaptación, pero su respuesta en frecuencia
es distinta
ATE-UO EC amp señ 45
47
Ejemplos de otras redes de adaptación de
impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001)
(I)
ATE-UO EC amp señ 46
48
Ejemplos de otras redes de adaptación de
impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001)
(II)
Otras redes (I)
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49
Ejemplos de otras redes de adaptación de
impedancias (obtenidos del ARRL Handbook 2001)
(III)
Otras redes (II)
ATE-UO EC amp señ 48
50
Estudio del ancho de banda de amplificadores con
un circuito sintonizado (I)
ATE-UO EC amp señ 49
51
Estudio del ancho de banda de amplificadores con
un circuito sintonizado (II)
Re2 Re2/n2 ve2 ve2/n
ATE-UO EC amp señ 50
52
Estudio del ancho de banda de amplificadores con
un circuito sintonizado (III)
R Re2Rs1/(Re2 Rs1)
Calculamos la transferencia ve2/is1cc
ve2/is1cc ZLCR(s) 1/1/R Cs 1/(Ls)
Ls/1 Ls/R LCs2 Análisis senoidal
permanente (s jw) ve2/is1cc ZLCR(jw) jLw
/(1 - LCw2 jLw/R) R/1 jR(LCw2 - 1)/(Lw)
Nos fijamos en el término (LCw2 - 1)/(Lw) y
llamamos wo 1/(LC)1/2 (LCw2 - 1)/(Lw)
(LC)1/2w 1(LC)1/2w - 1/(Lw) (w/wo
1)(w/wo - 1)/(Lw) 2(w/wo - 1)/(Lwo) 2(w -
wo)/(Lwo2)
ATE-UO EC amp señ 51
53
Estudio del ancho de banda de amplificadores con
un circuito sintonizado (IV)
R Re2Rs1/(Re2 Rs1)
Por tanto ZLCR(jw) R/1 jR2(w -
wo)/(Lwo2) Para calcular las frecuencias de
corte establecemos las condiciones en las que
½ZLCR(jw)½ cae 3dB con relación ½
ZLCR(jwo)½ ½ZLCR(jwc)½ ½ZLCR(jwo)½/21/2 ?
wc wo Lwo2/(2R) wo wo/(2Q), siendo Q
R/(Lwo). Por tanto wcs wo wo/(2Q), wci wo
- wo/(2Q) y Dwo wcs - wci wo/Q
Dfo fo/Q (con la aproximación admitida)
ATE-UO EC amp señ 52
54
Estudio del ancho de banda de amplificadores con
un circuito sintonizado (V)
wo 2pfo wo 1/(LC)1/2 Q R/(Lwo) Dfo fo/Q
ATE-UO EC amp señ 53
55
Estudio del ancho de banda de amplificadores con
un circuito sintonizado (VI)
Valoración de la aproximación (w/wo 1)(w/wo
- 1)/(Lw) 2(w - wo)/(Lwo2)
ATE-UO EC amp señ 54
56
Amplificadores con dos circuitos sintonizados
Ojo! Hay que evitar que se acoplen por campo
magnético disperso
ATE-UO EC amp señ 55
57
Formas de evitar que exista acoplamiento entre
circuitos sintonizados

• Bobinas ajustables con blindaje
• Bobinas y transformadores toroidales
• Transformadores de RF

Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (I)
ATE-UO EC amp señ 56
58
Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (II)
ATE-UO EC amp señ 57
59
Ejemplos de bobinas ajustables con blindaje (III)
ATE-UO EC amp señ 58
60
Bobinas y transformadores toroidales
ATE-UO EC amp señ 59
61
Transformadores de RF
ATE-UO EC amp señ 60
62
Comportamiento de amplificadores con dos
circuitos sintonizados (I)
ATE-UO EC amp señ 61
63
Comportamiento de amplificadores con dos
circuitos sintonizados (II)
Ecuaciones igcc vg/Rg ve2 ve2n2 ve1n1/igcc
ZLCR1(jw) R1/1 jR1(L1C1w2 -
1)/(L1w) ve2/(gFETve1) ZLCR2(jw) R2/1
jR2(L2C2w2 - 1)/(L2w) Por tanto ve2/vg
ZLCR1(jw)ZLCR2(jw)gFETn2/(Rgn1)
kFLCR(jw), siendo FLCR(jw) ZLCR1(jw)ZLCR2(jw)
/(R1R2)
ATE-UO EC amp señ 62
64
Comportamiento de amplificadores con dos
circuitos sintonizados (III)

• Llamamos
• wo1 1/(L1C1)1/2, Q1 R1/(L1wo1), wo2
  1/(L2C2)1/2 y Q2 R2/(L2wo2)
• Posibilidades
• Misma sintonía ? wo1 wo2
• Sintonía escalonada ? wo1 ¹ wo2

• Aumenta la atenuación de frecuencias indeseadas
• Disminuye el ancho de banda

ATE-UO EC amp señ 63
65
Comportamiento de amplificadores con dos
circuitos sintonizados (IV)
Caso de sintonía escalonada
Ejemplo fo1 0,909 fo y fo2 1,11 fo

• Aumenta la atenuación de frecuencias indeseadas
• Se puede conseguir una respuesta bastante plana
  en la banda deseada
• Menor ganancia

ATE-UO EC amp señ 64
66
Determinación del ancho de banda en
amplificadores con varios circuitos sintonizados
a la misma frecuencia y con el mismo Q (I)
Usamos las expresiones aproximadas ZLCR(jw)
R/1 jR2(w - wo)/(Lwo2) Dfo fo/Q
FLCR(jw) ZLCR(jw)/Rn 1/1 jR2(w -
wo)/(Lwo2)n Condición de caída de 3dB a
wc ½FLCR(jwc)½ ½FLCR(jwo)½/21/2 ? 21/2
1 R2(wc - wo)/(Lwo2)2n/2 ? 21/n 11/2
R2(wc - wo)/(Lwo2) llamamos k(n) 21/n
11/2 Entonces wc wo k(n)Lwo2/(2R) wo
k(n)wo/(2Q) ? Dfo k(n)fo/Q
Como Dfo k(n)fo/Q y k(n) lt 1, disminuye el
ancho de banda
ATE-UO EC amp señ 65
67
Determinación del ancho de banda en
amplificadores con varios circuitos sintonizados
a la misma frecuencia y con el mismo Q (II)
wo 2pfo wo 1/(LC)1/2 Q R/(Lwo) Dfo
21/n 11/2fo/Q
ATE-UO EC amp señ 66
68
Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y
con el mismo Q (I)
Ejemplos de posibles diseños Frecuencia de corte
superior de una etapa coincidente con la inferior
de la otra fo1 fo/1 1/(2Q) fo2 fo/1 -
1/(2Q)
ATE-UO EC amp señ 67
69
Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y
con el mismo Q (II)
Mismo ejemplo anterior, en escala logarítmica

• Aumenta la atenuación de frecuencias indeseadas
• Se puede conseguir una respuesta bastante plana
  en la banda deseada
• Menor ganancia

ATE-UO EC amp señ 68
70
Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y
con el mismo Q (III)
Otros ejemplos de posibles diseños fo1 fo/1
1/(mQ) fo2 fo/1 - 1/(mQ)
Caso anterior m 2 Resonancias más alejadas m
lt 2 Resonancias más cercana m gt 2
m 1,5
ATE-UO EC amp señ 69
71
Estudio de dos etapas con sintonía escalonada y
con el mismo Q (IV)
Influencia de m, en escala logarítmica

• Con menores valores de m, menor ganancia y mayor
  ancho de banda

ATE-UO EC amp señ 70
72
Estudio de varias etapas con sintonía escalonada
y con el mismo Q (I)
Ejemplos de posibles diseños con cuatro etapas
Opción A fo1 fo2 fo/1 1/(2Q) fo3 fo4
fo/1 - 1/(2Q)
Opción B fo2 fo/1 1/(2Q) fo3 fo/1 -
1/(2Q) fo1 fo2/1 1/(2Q) fo4 fo3/1 -
1/(2Q)
Opción C fo2 fo/1 1/(2Q) fo3 fo/1 -
1/(2Q) fo1 fo21 - 1/(2Q)/1 1/(2Q) fo4
fo31 1/(2Q)/1 - 1/(2Q)
4 Etapas
ATE-UO EC amp señ 71
73
Comportamiento de los circuitos doblemente
sintonizados dos circuitos resonantes acoplados
por condensador (I)
ATE-UO EC amp señ 72
74
Comportamiento de los circuitos doblemente
sintonizados dos circuitos resonantes acoplados
por condensador (II)
Llamamos wo 2pfo wo 1/(LC1)1/2 C2 C1/k Q
R/(Lwo) FLCR(jw) ve1/vg
Ojo! fo no es la frecuencia central
ATE-UO EC amp señ 73
75
Comportamiento de los circuitos doblemente
sintonizados dos circuitos resonantes acoplados
por condensador (III)
Dónde salen los dos picos de resonancia y cuándo
sale sólo uno?
ATE-UO EC amp señ 74
76
Comportamiento de los circuitos doblemente
sintonizados dos circuitos resonantes acoplados
por condensador (IV)

• Ecuaciones v/igcc Z1(Z2 Z1)/(Z1 Z2
  Z1) y ve1/v Z1/(Z1 Z2)
• Por tanto ve1/igcc Z12/(2Z1 Z2)
• Máximos posibles
• Si Z1 es muy grande ? resonancia paralelo de Z1
  ? wo1 1/(LC1)1/2
• Si 2Z1 Z2 es muy pequeña ? resonancia serie
  de 2Z1 y Z2

ATE-UO EC amp señ 75
77
Comportamiento de los circuitos doblemente
sintonizados dos circuitos resonantes acoplados
por condensador (V)
Resonancia serie de 2Z1 y Z2 2Ls/(1 Ls/R
LC1s2) 1/C2s 0
Efectuamos un análisis senoidal y suponemos R muy
grande 2Lwo2/(1 - LC1wo22) - jC2wo2 0 ?
wo2 1/L(C1 2C2)1/2 Por tanto wo1
wo2(1 2C2/C1)1/2 ? wo1 wo2(1 2/k)1/2
Hay dos picos cuando, aproximadamente wo1 - wo2
gt wo1/(2Q) wo2/(2Q) ? k lt (2Q-1)2/4Q Q (si
Q es grande)
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78
Comportamiento de los circuitos doblemente
sintonizados dos circuitos resonantes acoplados
inductivamente (I)
ATE-UO EC amp señ 77
79
Comportamiento de los circuitos doblemente
sintonizados dos circuitos resonantes acoplados
inductivamente (II)
Acoplamiento inductivo
Se estudia de modo semejante
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80
Comportamiento de los circuitos doblemente
sintonizados dos circuitos resonantes acoplados
inductivamente (III)

• Ecuación final ve1/igcc Z2R2/Z1(2Z2
  Z1)(1 RCs)2
• Si suponemos R muy grande ve1/igcc
  Z2/Z1(2Z2 Z1)(Cs)2
• Máximos posibles
• Si Z1 es muy pequeña ? resonancia de serie Z1 ?
  wo1 1/(LdC)1/2
• Si 2Z2 Z1 es muy pequeña ? resonancia serie
  de 2Z2 y Z1 ?
• wo2 1/(2Lm Ld)C1/2 y si llamamos k Ld/Lm ?
  wo2 1/Ld(2/k 1)C1/2
• Por tanto wo1 wo2(1 2/k)1/2 y hay dos
  picos cuando, aproximadamente k lt (2Q-1)2/4Q
  Q (si Q es grande)

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81
Comportamiento de los circuitos doblemente
sintonizados dos circuitos resonantes acoplados
inductivamente (IV)
Hemos llamado wo 2pfo wo 1/(LdC)1/2 Lm
Ld/k Q R/(Ldwo) FLCR(jw) ve1/vg
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82
Modelado de los dispositivos activos parámetros
de admitancias (I)
Ecuaciones ie y11ve y12vs is y21ve
y22vs
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83
Modelado de los dispositivos activos parámetros
de admitancias (II)
Significado de cada parámetro
? Admitancia de entrada con salida en corto
? Admitancia de transferencia directa con salida
en corto
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84
Modelado de los dispositivos activos parámetros
de admitancias (III)
? Admitancia de transferencia inversa con
entrada en corto
? Admitancia de salida con entrada en corto
ATE-UO EC amp señ 83
85
Modelado de los dispositivos activos parámetros
de admitancias (IV)
Otra nomenclatura posible y11 Admitancia de
entrada con salida en corto yi y12 Admitancia
de transferencia inversa con entrada en corto
yr y21 Admitancia de transferencia directa con
salida en corto yf y22 Admitancia de salida
con entrada en corto yo
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86
Modelado de los dispositivos activos parámetros
de admitancias (V)
División en parte real e imaginaria y11 g11
jb11 o bien yi gi jbi y12 g12
jb12 o bien yr gr jbr y21 g21
jb21 o bien yf gf jbf y22 g22
jb22 o bien yo go jbo
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Modelado de los dispositivos activos parámetros
de admitancias (VI)
En función de la configuración
ATE-UO EC amp señ 86
88
Tipos de dispositivos activos (I)

• Montajes con un único transistor
• Base o puerta común ? mayor ancho de banda, sin
  ganancia de corriente
• Emisor o fuente común ? menor ancho de banda,
  mayor ganancia de potencia
• Colector o drenador común ? ancho de banda
  intermedia, sin ganancia de tensión
• Montajes con varios transistores
• Cascodo emisor (o fuente) común base (o
  puerta) común ? buen ancho de banda, buena
  ganancia de potencia
• Etapa diferencial ganancia regulable por una
  tensión de control

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89
Propiedades de las configuraciones puerta (o
base) común

• Baja impedancia de entrada
• Alta impedancia de salida
• Media-alta ganancia de tensión
• Ganancia de corriente baja (lt 1)

Respuesta en frecuencia Capacidades parásitas en
entrada y en salida ? sin efecto Miller (no
hay capacidad entrada-salida que sea equivalente
a una nueva capacidad de entrada muy aumentada al
ir multiplicada por la ganancia de tensión) ?
gran ancho de banda
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90
Propiedades de las configuraciones fuente (o
emisor) común

• Alta impedancia de entrada (FETs) o media
  impedancia de entrada (bipolares)
• Alta impedancia de salida
• Ganancia de tensión alta (con cargas altas)
• Ganancia de corriente alta

Respuesta en frecuencia Una capacidad parásita
en la entrada y otra entre entrada y salida ?
hay efecto Miller (la capacidad entrada-salida
es equivalente a una nueva capacidad de entrada,
muy aumentada al ir multiplicada por la ganancia
de tensión) ? pequeño ancho de banda
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91
Propiedades de las configuraciones drenador (o
colector) común

• Alta impedancia de entrada
• Baja impedancia de salida
• Ganancia de tensión baja (lt 1)
• Ganancia de corriente alta

Respuesta en frecuencia Una capacidad parásita
en la entrada y otra entre entrada y salida, pero
la ganancia de tensión es menor que 1 ? hay
efecto Miller, pero poco significativo al ser
la ganancia de tensión menor que 1 ? gran ancho
de banda
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92
Ejemplo de la respuesta en frecuencia de un JFET
(I)
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93
Ejemplo de la respuesta en frecuencia de un JFET
(II)
Ojo! En este caso particular el drenador común
tiene mayor ancho de banda que el puerta común.
Esto no siempre ocurre en transistores bipolares.
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94
El montaje cascodo (I)
Fuente común
Puerta común

• Alta impedancia de entrada
• Alta ganancia de corriente
• Baja ganancia de tensión (por Zegc baja)
• Buena respuesta en frecuencia (por baja ganancia
  de tensión)

• Baja impedancia de entrada
• Baja ganancia de corriente
• Alta ganancia de tensión
• Buena respuesta en frecuencia

Cascodo Altas ganancias de tensión y corriente y
buena respuesta en frecuencia
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95
El montaje cascodo (II)
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96
Etapa diferencial como amplificador de RF (I)
Ganancia en BF (transparencias ATE-UO EC mez
50-52) vs -0,5RaiOvd/VT Es decir vs/vd
-0,5RaiO/VT Por tanto, la ganancia se puede
controlar mediante el valor de io ?
Es fácil realizar físcamente el Control
Automático de Ganancia (CAG o AGC)
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97
Etapa diferencial como amplificador de RF (II)
Conexión diferencial de la tensión de entrada
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98
Etapa diferencial como amplificador de RF (III)
Estudio de la respuesta en frecuencia (I)
ATE-UO EC amp señ 97
99
Etapa diferencial como amplificador de RF (IV)
Estudio de la respuesta en frecuencia (II)
Dada la simetría del circuito, los emisores están
a tensión constante en alterna (por tanto,
conectados a masa)
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100
Etapa diferencial como amplificador de RF (V)
Estudio de la respuesta en frecuencia (III)
La respuesta en frecuencia es como la de un
emisor común
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101
Etapa diferencial como amplificador de RF (VI)
Otra conexión de la tensión de entrada
La respuesta en frecuencia es propia de un
colector común seguido de un base común ? menor
ganancia, pero mayor ancho de banda
ATE-UO EC amp señ 100
102
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de
RF con etapa diferencial (obtenidos de una nota
de aplicación de Intersil) (I)
ATE-UO EC amp señ 101
103
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de
RF con etapa diferencial (obtenidos de una nota
de aplicación de Intersil) (II)
ATE-UO EC amp señ 102
104
Parámetros de admitancia del CA3028 (obtenidos
de una nota de aplicación de Intersil) (I)
ATE-UO EC amp señ 103
105
Parámetros de admitancia del CA3028 (obtenidos
de una nota de aplicación de Intersil) (II)
ATE-UO EC amp señ 104
106
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de
FI con el circuito integrado MC1350 (obtenidos
de una nota de aplicación de Motorola) (I)
ATE-UO EC amp señ 105
107
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de
FI con el circuito integrado MC1350 (obtenidos
de una nota de aplicación de Motorola) (II)
ATE-UO EC amp señ 106
108
Parámetros de admitancia del MC1350 (obtenidos
de una nota de aplicación de Motorola) (I)
ATE-UO EC amp señ 107
109
Parámetros de admitancia del MC1350 (obtenidos
de una nota de aplicación de Motorola) (II)
ATE-UO EC amp señ 108
110
Parámetros de admitancia de los JFET J309 y J310
(obtenidos de una nota de aplicación de
Fairchild)
ATE-UO EC amp señ 109
111
Información sobre el ruido (figura o cifra de
ruido y tensión de ruido)
ATE-UO EC amp señ 110
112
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de
RF con JFETs (obtenidos del ARRL Handbook 2001)
(I)
ATE-UO EC amp señ 111
113
Ejemplos de esquemas reales de amplificadores de
RF con JFETs (obtenidos del ARRL Handbook 2001)
(II)
ATE-UO EC amp señ 112