INTRODUCCI

1
INTRODUCCIÓN

• Son dispositivos de estado sólido
  (semiconductores)
• Tienen tres terminales Emisor, base y colector
• Están compuestos por dos uniones PN yuxtapuestas
  que se interrelacionan entre sí.
• Son la base de muchos circuitos de conmutación y
  de procesado de señal.
• Los amplificadores operacionales y otros C.I.
  pueden contener varias decenas de transistores,
  cada uno de ellos con misiones diferentes
• Implementar fuentes de corriente constante
• Generar tensiones de referencia
• Amplificar señales en modo diferencial y reducir
  la ganancia en modo común
• Implementar etapas de salida, etc....

2
INTRODUCCIÓN (continuación)

• En Electrónica de Potencia pueden funcionar como
  interruptores de potencia, conmutando corrientes
  elevadas a elevadas frecuencias y tensiones.
• En Electrónica digital forman parte de muchos
  dispositivos lógicos integrados.
• Se denominan bipolares porque su funcionamiento
  depende del flujo de dos tipos de portadores de
  carga electrones y huecos.
• También se suelen denominar B.J.T. De las siglas
  en inglés Bipolar Juntion Transistor

3
Tipos y modelos del transistor bipolar

• Existen dos tipos de transistores bipolares según
  su estructura
• Transistores bipolares NPN
• Transistores bipolares PNP

4
Tipos y modelos del transistor bipolar (cont)
PNP
NPN
5
Tipos y modelos del transistor bipolar (cont)
NPN
PNP
Los sentidos de las flechas del terminal de
emisor, y de las corrientes, indican el sentido
real de las mismas cuando el transistor está
polarizado en la R.A.N o en saturación.
6
Modelo de Ebers-Moll para el transistor bipolar
NPN
El modelo muestra al transistor NPN como dos
diodos conectados por los ánodos, con dos fuentes
de corriente dependientes en paralelo con cada
uno de los diodos, que modelizan el efecto de las
inter-acciones que tienen lugar debido a la
configuración monocristal.
Existen dos uniones La unión base-emisor, cuya
corriente la denominamos iDE La unión
base-colector, cuya corriente la denominamos iDC
7
Modelo de Ebers-Moll para el transistor bipolar
NPN (Cont)
La fuente de corriente dependiente aF iDE
representa el efecto de la corriente a través de
la unión base-emisor sobre la corriente de
colector (efecto Transistor). La fuente de
corriente dependiente aR iDC representa el
efecto de la corriente a través de la unión
base-colector base sobre la corriente de emisor
(efecto dual al anterior). El circuito no es
simétrico, ya que aF tiene unos valores
comprendidos entre 0,99 y 0,997 para
transistores utilizados en aplicaciones
analógicas y digitales., mientras que aR es
considerablemente menor que 1. Su valor está
comprendido entre 0,05 y 0,5. En Electrónica
Física, se puede demostrar la siguiente relación,
denominada LEY DE RECIPROCIDAD aF IES aR
ICSIS Donde IES Corriente inversa de
saturación de la unión base-emisor Y
ICS Corriente inversa de saturación de la unión
base-colector. De donde se deduce que
8
Modelo de Ebers-Moll para el transistor bipolar
NPN (Cont)
Del modelo de Ebers-Moll y de la Ley de
Reciprocidad, se pueden deducir fácilmente las
dos ecuaciones no lineales siguientes
Es decir
9
Modelo de Ebers-Moll para el transistor bipolar
NPN (Cont)
Del modelo de Ebers-Moll y de la Ley de
Reciprocidad, se pueden deducir fácilmente las
dos ecuaciones no lineales siguientes
Es decir
10
Modelo de Ebers-Moll para el transistor bipolar
NPN (Cont)
Estas dos ecuaciones definen a un primer nivel
,sin efectos secundarios, el modelo del
transistor bipolar NPN, y corresponde a un
sistema de dos ecuaciones con cuatro
incógnitas. La otras dos ecuaciones vendrán
impuesta por el circuito exterior, y
corresponderán a las ecuaciones de polarización.
11
Modelo de Ebers-Moll para el transistor bipolar
NPN (Cont)
El conjunto de las ecuaciones de Ebers-Moll,
junto con las ecuaciones de polarización de
continua (impuestas por el circuito de
polarización exterior, darán lugar al régimen de
corrientes y tensiones que se establezcan en los
terminales del dispositivo, denominado punto de
operación del transistor.
El modelo de Ebers Moll es un modelo poco
manejable, pero válido en cualquier
circunstancia, siempre que no entren e ruptura
ninguna de las uniones. Según como estén
polarizadas las uniones, pueden encontrarse
modelos basados en el anterior, pero mas
sencillos y manejables.
12
Regiones de Polarización de un transistor bipolar
Existen cuatro posibles regiones, según como
estén polarizadas las uniones base- emisor y
base-colector
APLICACIÓN REGIÓN DE POLARIZACIÓN POLARIZACIÓN DE LAS UNIONES POLARIZACIÓN DE LAS UNIONES
UNIÓN BASE-EMISOR UNIÓN BASE-COLECTOR
Funcionamiento como amplificador REGIÓN ACTIVA DIRECTA DIRECTA. INVERSA
(No se utiliza) REGIÓN ACTIVA INVERSA INVERSA DIRECTA
Func. como conmutador (off) REGIÓN DE CORTE INVERSA INVERSA
Func. como conmutador (on) REGIÓN DE SATURACIÓN DIRECTA DIRECTA
13
Modelos simplificados según la región de
polarización
Región Activa Normal (R.A. Directa)
La unión base-emisor polarizada directamente y la
unión base-colector polarizada inversamente. De
las ecuaciones de Ebers-Moll se deduce
14
Modelos simplificados según la región de
polarización .- R.A.D. (R.A.N.)
Región Activa Normal (R.A. Directa)
Por tanto
y teniendo en cuenta queiCiBiE
Se deduce que
15
Modelo simplificado del BJT en la R.A.N.
Por tanto, podemos decir que en la R.A.N. .el
transistor bipolar equivale al siguiente circuito
16
Modelo simplificado del BJT en la R.A.N.(CONT)
Es decir vBEVBEQ iCß iB Por tanto
el transistor funciona como un amplificador de
corriente
17
Modelo simplificado del BJT en la R.A.N.(CONT)

• La figura d) representa un BJT NPN, en el límite
  de la R.A.N

• La figura f) representa la exponencial que
  relaciona iC con vBE cuya expresión viene dada
  (pag14) por

18
Modelo simplificado del BJT en la R.A.N.(CONT)
En la R.A.N, se verifica que
Esta expresión es muy importante, ya que para
transistores idénticos y a la misma temperatura,
si tienen la misma tensión base-emisor, tendrán
la misma corriente de colector. (Esta propiedad
se emplea mucho en C.integrados, para implementar
fuentes de corriente constante )
19
Modelo simplificado del BJT en la Región de
Saturación
La unión base-emisor polarizada directamente y la
unión base-colector polarizada también
directamente.
20
Modelo simplificado del BJT en la Región de
saturación (Cont)
La unión base-emisor polarizada directamente y la
unión base-colector polarizada también
directamente.
En el límite de la región de saturación a la
R.A.N., vBE vale aproximadamente 0,7 voltios, y
vBC tensión umbral0,5 voltios, por lo que VCE
valdrá 0,2 voltios, por eso se modela la tensión
VCE como una fuente de tensión constante de 0,2
voltios, aunque puede ser menor. La tensión VBE
en saturación, debido a que la corriente de base
suele ser bastante elevada, puede llegar a ser
de 0,8 voltios en transistores de baja potencia
21
Modelo simplificado en la región de corte
La unión base-emisor polarizada inversamente y la
unión base-colector polarizada también
inversamente.
En transistores de Si, a temperaturas no muy
elevadas, IBIC0
22
Modelo simplificado en la región de corte (Cont)
La unión base-emisor polarizada inversamente y la
unión base-colector polarizada también
inversamente.
Un modelo de mayor exactitud, de las ecuaciones
de Ebers Moll, es no despreciar los términos en
IS
Un parámetro que suelen dar los fabricantes es
ICB0 , (corriente de circulación inversa entre
colector y base , con el emisor abierto. Se
deduce fácilmente que
(Parámetro muy dependiente de la temperatura)
23
Modelo simplificado en la región activa inversa
La unión base-emisor polarizada inversamente y la
unión base-colector polarizada directamente.
24
Modelo simplificado en la región activa inversa
(Cont)
En funcionamiento activo inverso los papeles de
emisor y colector se invierten, respecto a la
región activa directa. La corriente de emisor es
ßR iB, donde
El sentido real de las corrientes iE e iC es
ahora el contrario del indicado en la figura (b)
Como ßR es mucho menor que ßF, la ganancia en
esta región es muy pequeña, y no tiene ninguna
utilidad trabajar en ella.
25
Ejemplo de análisis del P.O. De un transistor
26
Aplicaciones del transistor

• Polarizado en la Región activa directa
  Funcionamiento aproximadamente lineal.
• Amplificadores de tensión, de corriente ,fuentes
  de corriente, adaptación de impedancias, cargas
  activas...
• Empleo masivo en circuitos integrados lineales y
  no lineales
• Polarizado en corte o en saturación
• Funcionamiento como conmutador de alta frecuencia
  y de potencia.
• Actualmente la utilización del transistor bipolar
  discreto está prácticamente limitada a etapas de
  salida y como conmutador

27
Polarización del transistor. Ecuaciones de
polarización. Recta de carga
Para que el transistor funcione en alguna de las
regiones, es necesario polarizarlo mediante una
red externa de continua.
El transistor es un dispositivo de tres
terminales. Para definir su estado, o lo que es
lo mismo, las corrientes y tensiones existentes
en el dispositivo, debemos conocer seis
variables IB, IC, IE, VBE,VBC, y VCE.
28
Polarización del transistor. Ecuaciones de
polarización.(Cont)
De las seis variables, IB, IC, IE, VBE,VBC, y
VCE, nada mas son independientes 4, ya que por
las leyes de Kirchof, IBICIE VBCVCEVBE Tomarem
os normalmente las variables IB, IC,VBE y VCE
Por tanto necesitamos cuatro ecuaciones para
resolver las corrientes y tensiones en el
transistor. Dos ecuaciones nos las proporciona el
modelo del dispositivo. Las otras dos ecuaciones
nos las proporcionará la red de polarización
externa
29
Polarización del transistor. Ecuaciones de
polarización.(Cont)
La red de polarización externa es de
continua. Las dos ecuaciones que impone la red
de polarización en continua se denominan
ECUACIONES DE POLARIZACIÓN

• En Régimen de tensiones y corrientes constantes,
  en ausencia de señales, el circuito estará
  compuesto exclusivamente por
• Fuentes de tensión continuas y constantes.
• Fuentes de corriente continuas y constantes.
• Resistencias
• Las capacidades las podremos considerar C.A. Y
  las autoinducciones C.C.

30
Ecuaciones de polarización.(Cont)
Cualquier circuito externo de polarización en
continua, lo podemos reducir a otro totalmente
equivalente compuesto por tres resistencias y dos
fuentes de tensión constantes, en una
generalización del Teorema de Thévenin aplicado a
triterminales
VBEEBE-RBIB-REIE VCEECE-RCIC-REIE Pero
IBICIE Por tanto VBE EBE - (RBRE) IB -
RE IC VCE ECE - RE IB - (RCRE) IC
31
Ecuaciones de polarización.(Cont)
Estas son las dos ecuaciones de
polarización 1 VBE EBE - (RBRE) IB -
RE IC 2 VCE ECE - RE IB - (RCRE)
IC
La ecuación 1 corresponde a la portada de
entrada La ecuación 2 corresponde a la
portada de salida
32
Ecuaciones de polarización.(Cont)
1 VBE EBE - (RBRE) IB - RE IC 2
VCE ECE - RE IB - (RCRE) IC
OBSERVACIONES Las ecuaciones de polarización se
han desarrollado sin tener en cuenta para nada
las características del dispositivo de tres
terminales, y por tanto son aplicables a
cualquier elemento de tres terminales, sin mas
que cambiar los subíndices empleados. En
general, B1, C2, E3.
Las ecuaciones de polarización solo dependen de
la red de polarización externa
33
Ecuaciones de polarización.(Cont)
1 VBE EBE - (RBRE) IB - RE IC 2
VCE ECE - RE IB - (RCRE) IC
Las ecuaciones 1 y 2 pueden ponerse en forma
matricial
34
Recta de carga estática
1 VBE EBE - (RBRE) IB - RE IC 2
VCE ECE - RE IB - (RCRE) IC
Si en el circuito de polarización normalizado,
RE0, entonces las ecuaciones de polarización se
reducen a
2 VBE EBE - (RB) IB 3 VCE ECE -
(RC) IC

• Entonces la ecuación 2 puede representarse en
  el plano IB-VBE y es la denominada recta estática
  de la portada de entrada.
• Entonces la ecuación 3 puede representarse en
  el plano IC-VCE y es la denominada recta estática
  de la portada de salida.

35
Recta de carga estática (Cont)

• La intersección de la R.E.C. de la entrada, con
  la característica corriente tensión de la unión
  base- emisor, es el Punto de operación del diodo
  base-emisor. IBQ,ICQ
• La intersección de la R.E.C. de la salida, con
  las curvas características de salida del
  transistor, es el Punto de operación de la
  portada de salida ICQ, VCEQ

36
Punto de operación del transistor bipolar en la
Región Activa Directa
Si suponemos que el transistor está en la
R.A.D. vBEVBEQ0,7 v. (Si, NPN), y ICß IB, que
junto con las ecuaciones de polarización, su
resolución, nos dará el P.O. 1 VBEQ EBE -
(RBRE) IBQ - RE ICQ 2 VCEQ ECE -
RE IBQ - (RCRE) ICQ Sustituyendo IBQ por
ICQ/ß, y agrupando términos
37
Punto de operación del transistor bipolar en la
Región Activa Directa (Cont)
El Punto de operación, tanto de la portada de
entrada como de la portada de salida queda por
tanto definido. VBEVBEQ. (0,6 a 0,7 voltios en
transistores bipolares de Si. ICICQ, viene dado
por la expresión 1 VCEVCEQ, viene dado por la
expresión 2, en función de ICQ IBIBQICQ/ß
38
Punto de operación del transistor bipolar en la
Región Activa Directa (Cont)
CONSIDERACIONES IMPORTANTES

• El valor de beta es fuertemente dependiente de la
  temperatura.
• En transistores discretos tiene una dispersión en
  su valor muy importante, incluso para
  transistores del mismo tipo y a igual
  temperatura.
• Para las aplicaciones del B.J.T. en la R.A.D., es
  necesario garantizar la estabilidad del P.O. en
  lo referente a la portada de salida (ICQ y VCEQ )
• Es necesario garantizar la estabilidad y
  reproductibilidad de ICQ y de VCEQ

39
Punto de operación del transistor bipolar en la
Región Activa Directa (Cont)
Para garantizar un valor de ICQ constante, y que
se pueda reproducir y conseguir que no varíe,
deberá hacerse independiente de beta, con una
beta mínima lo suficientemente elevada ya que
ésta es muy variable, y por tanto el diseño de
la red de polarización deberá se tal que cumpla
En el diseño, se puede aplicar la relación 1/10 ó
1/20, según el error admisible
40
Punto de operación del transistor bipolar en la
Región Activa Directa (Cont)

• Si garantizamos ICQ constante, VCEQ también será
  constante, siempre que betagtgt1
• Para garantizar ICQ constante, también es
  necesario que EBEgtgt VBEQ, ya que así las pequeñas
  variaciones de VBEQ no afectarán de forma
  importante.

IMPORTANTE El valor de VCEQ resultante debe ser
mayor de 0,2 voltios (Si, NPN), si no, la
hipótesis de R.A.D. no es cierta, y habrá que
realizar el análisis suponiéndolo en la Región de
Saturación
41
EL TRANSISTOR PNP POLARIZADO EN LA R.A.N.

1. Estructura básica de un transistor PNP polarizado
   en la R.A.N
2. Esquema de un transitor PNP polarizado en la
   R.A.N. (sentido real de las corrientes)
3. Modelo de Ebers-Moll del transistor bipolar PNP
   (sentido real de las corrientes)

42
EL TRANSISTOR PNP POLARIZADO EN LA R.A.N. (cont)
También se pueden suponer los sentidos de las
corrientes igual que en el transistor NPN, y
obtener resultados totalmente válidos, con la
salvedad, que las corrientes resultantes en la
R.A.N. serián negativas.
43
EL TRANSISTOR PNP POLARIZADO EN LA R.A.N. (cont)
Los transistores PNP pueden polarizarse
exactamente igual que los transistores NPN
R.A.N. VEBgt V? ó VBElt- V? VBEQ-0,7 voltios (Si)
R.A.N. VCBlt V? ó VBC gt - V? ICQßF IBQ
R.CORTE VEBlt V? ó VBEgt- V?
R.CORTE VCBlt V? ó VBC gt - V? ICQ IBQ 0
REGIÓN VEBgt V? ó VBElt- V? VBEQ -0,8 voltios (Si)
SATURA. VCBgtV? ó VBC lt - V? VCEQ -0,2 voltios (Si)
44
EL TRANSISTOR PNP POLARIZADO EN LA R.A.N. (cont)
EJEMPLO
Para que la unión base-emisor esté polarizada
directamente, EBE debe ser menor que -0,5 v.,
prácticamente, menor que -0,7 voltios Para que el
transistor esté polarizado en la R.A.N., ECE debe
ser negativa. En la R.A.N. , con los sentidos
indicados de las corrientes IBlt0, Iclt0,
IElt0 VBEQlt0 (-0,7 voltios (Si)), VCEQlt-0,2
voltios
45
ANÁLISIS SIMPLIFICADO DE TRANSITORES
HIPÓTESIS DE ß INFINITA

• Si el transistor se encuentra en la R.A.N, y
  tiene un valor de ßF suficientemente elevado, ICQ
  IEQ, y en determinadas ocasiones, la corriente
  de base se puede despreciar, frente a la
  corriente de colector, a efectos del cáculo del
  punto de operación
• HIPÓTESIS DE TRABAJO
• 1)VBEVBEQ (0,6 v. (NPN Si) ó -0,6 v. (PNP Si)
  )
• 2) IB0, ICQ IEQ

46
ANÁLISIS SIMPLIFICADO DE TRANSITORES
HIPÓTESIS DE ß INFINITA (cont)

• HIPÓTESIS DE TRABAJO
• 1)VBEVBEQ (0,6 v. (NPN Si) ó -0,6 v. (PNP Si)
  )
• 2) IB0, ICQ IEQ
• PRECAUCIONES AL EMPLEAR ESTA HIPÓTESIS
• El transistor debe estar en en la R.A.N
• La ßF debe ser lo suficientemente alta.
• La topología del circuito debe ser compatible con
  la hipótesis de trabajo

47
ANÁLISIS SIMPLIFICADO DE TRANSITORES
HIPÓTESIS DE ß INFINITA (cont)

• La topología del circuito debe ser compatible con
  la hipótesis de trabajo Ejemplo de circuito en
  el que no se puede aplicar la hipótesis de ß
  infinita

48
ANÁLISIS SIMPLIFICADO DE TRANSITORES
HIPÓTESIS DE ß INFINITA (cont)
,
Ejemplo de circuito que se puede resolver con la
hipótesis de ß infinita
49
ANÁLISIS DE CIRCUITOS CON NIVELES DE CORRIENTES
BAJOS
Cuando asumimos que VBEQ0,7 voltios,suponemos
tácitamente que la corriente a través de emisor
es de varios miliamperios., suposición válida en
la mayoría de los casos. La suposición falla
cuando se trabaja con niveles de corrientes muy
bajos. En estos casos, el modelo que mas se
aproxima a la realidad, es el que presenta a
transistor como una fuente de corriente no
lineal, gobernada por la tensión base-emisor
Una observación En la R.A.N.,Transistores
idénticos a igual temperatura, e igual tensión
base-emisor, tienen la misma corriente de colector
50
ANÁLISIS DEL P.O. CUANDO EL TRANSISTOR ESTÁ EN LA
REGIÓN DE SATURACIÓN
Las dos ecuaciones de polarización, junto con el
modelo simplificado del transistor bipolar, en la
región de saturación, dan lugar a un sistema de
cuatro ecuaciones con cuatro incógnitas 1
VBE EBE - (RBRE) IB - RE IC 2 VCE ECE
- RE IB- (RCRE) IC que junto con VBE
VBES y VCEVCES Darán lugar a encontrar IBQ, e
ICQ Nota en saturación IBQ gt ICQ /ßF Es
necesario comprobar que se cumple esta
desigualdad,
51
ANÁLISIS DEL P.O. CUANDO EL TRANSISTOR ESTÁ EN LA
REGIÓN DE SATURACIÓN
VBE EBE - (RBRE) IB - RE IC VCE ECE -
RE IB- (RCRE) IC VBE VBES y
VCEVCES Darán lugar a encontrar IBQ, e ICQ Nota
en saturación IBQ gt ICQ /ßF Es necesario
comprobar que se cumple esta desigualdad,
52
Principios de diseño de Circuitos de Polarización

• El objetivo fundamental de la polarización de un
  transistor es tener un punto de operación
  adecuado para que el transistor funcione en la
  R.A.N., si se desea que funcione como
  amplificador.

53
Principios de diseño de Circuitos de Polarización
(Continuación)

• Si el P.O. está muy cerca del eje de abcisas
  significa que está próximo a la región de corte
• Si el P.O. está muy cerca de eje de ordenadas,
  significa que está próximo a la región de
  saturación.

54
Principios de diseño de Circuitos de Polarización
(Cont.)

• Al superponer una señal variable a la corriente
  de base, el P.O. se desplazará por la recta
  dinámica de carga
• Si el objetivo que perseguimos es obtener la
  máxima excursión simétrica posible, el P.O.
  deberá estar ubicado en la mitad de la recta
  dinámica de carga.
• Si el objetivo perseguido es tener un consumo
  bajo en reposo, el P.O. deberá fijarse cerca del
  eje de abcisas (ICQ pequeña)

55
Determinación gráfica de las componentes de señal
vbe, ib, y vce, cuando se superpone una
componente de señal vi a la tensión VBB de
polarización.
56
Concepto de recta estática de carga y Recta
dinámica de carga

• La recta de carga estática viene definida por la
  ecuación de polarización de la portada de salida.
• La recta de carga dinámica viene definida por la
  relación que impone el circuito exterior entre la
  componente alterna de la corriente de colector y
  la componente alterna de la tensión
  colector-emisor.(Circuito equivalente de alterna)

57
R.E.C. (siICIE )
Si C2 es un cortocircuito para la c.a.
R.D.C.
(Recta Dinámica de Carga)
58
C.F.D.R.D.C.
(Camino de funcionamiento dinámico )
El C.F.D es una recta que pasa por el P.O y en
este caso tiene mayor Pendiente
Al superponer la c.a. , el P.O se desplazará a
través del C.F.D.
59
Diseño Del P.O. Para Fijarlo En La Mitad De La
R.D.C.
R.D.C. Referida a los ejes centrados en Q

• Donde RL es la resistencia equivalente del
  circuito de alterna

Pero iciC-ICQ , y vcevCE-VCEQ
60
Diseño Del P.O. Para Fijarlo En La Mitad De La
R.D.C. (Continuación)

• La ecuación de la R.D.C. , Referida a los ejes
  principales es

Para obtener la máxima excursión simétrica, el
P.O debe estar Situado en la mitad de la recta
dinámica de carga
61
Diseño del P.O. Para fijarlo en la mitad de la
R.D.C. (Continuación)

• La ordenada en el origen es (para vCE0)

Si deseamos que la excursión máxima del P.O sea
simétrica ICMáx debe ser igual a 2 ICQ , y por
tanto se debe de cumplir
Que es la condición de diseño buscada para
obtener la máxima excusión simétrica del P.O.
62
EJEMPLOS
63
Potencia disipada en un Transistor
La potencia instantánea absorbida o entregada por
un transistor, al igual que en cualquier otro
dispositivo tri-terminal, será
Normalmente la potencia de la portada de entrada
es despreciable frente a la potencia de la
portada de salida. El valor medio de la potencia
será
64
Potencia disipada en un Transistor (Cont)
Donde si estamos en la R.A.N iCicICQ , y
vCEvceVCEQ
Sustituyendo y operando
Pero
(Resistencia dinámica de carga)
Por tanto
65
Potencia disipada en un Transistor (Cont)
Valor eficaz al cuadrado
O bien
Donde ICQ VCEQ es la potencia disipada en
ausencia de señal (En reposo)
CONCLUSIÓN IMPORTANTE
La potencia disipada por un transistor en la
R.A.N es máxima en ausencia de señal
66
Amplificadores con Transistores
Principios de análisis en pequeña señal
Introducción

• Concepto de linealización de un dispositivo no
  lineal
• Condiciones para la aplicación de un modelo
  linealizado
• Dependencia de los parámetros lineales
• con el P.O del dispositivo
• Concepto de señal incremental ó pequeña señal

67
Modelo Incremental Del BJT

• El transistor bipolar, es un dispositivo
  triterminal no lineal

• Trabajando en la R.A.N.su modelo aproximado es

(npn)
(pnp)
Donde las variables de tensiones y corrientes son
las totales (Componente continua componente
alterna)
68
Modelo incremental del BJT (Cont)
El circuito equivalente a efectos solamente de
la componente alterna de pequeña señal de la
unión base-emisor polarizada directamente es una
resistencia rp la resistencia dinámica del
diodo Base-emisor, que es fuertemente
dependiente del P.O., es decir de la corriente de
base
La fuente de corriente, a efectos de la
componente variable, seguirá teniendo el mismo
modelo y el mismo signo
69
Modelo incremental del BJT (Cont)
Es decir, siempre que se cumpla que la excursión
de P.O., es lo suficientemente pequeña, como
para considerar que r permanece constante, el
modelo incremental de alterna para el transistor
bipolar ideal,ya sea npn o pnp será
Ideal sin considerar efectos secundarios Transist
or previamente polarizado en un P.O.,dentro de la
R.A.N
70
Modelos Incrementales Híbridos En Pi
Un modelo alternativo al empleo de la fuente de
corriente dependiente de la corriente
incremental de base ,es sustituirla por una
fuente de corriente dependiente de la tensión
incremental base-emisor
71
Modelos Incrementales Híbridos En Pi
Los dos modelos alternativos que podemos emplear
en el análisis de circuitos incrementales con
transistores ideales
vpvbe
72
Modelo Incremental Del Transistor Bipolar
Considerando Efectos Secundarios

• Efecto Early, Resistencia de salida
• Efecto de realimentación interna de la salida a
  la entrada
• Efecto de las resistencias de los bloques de
  base, colector y emisor
• Efecto de las capacidades de las uniones(de
  difusión y de deplexión)
• Efecto de capacidades parásitas
• Efecto de la temperatura en los valores de los
  parámetros

73
Efecto Early, Resistencia de salida
La ganancia ßF depende también del valor de VCE,
según la expresión
74
Efecto Early, Resistencia de salida (cont)
Fue Early el que estudiando este efecto, observó
y comprobó que todas las características de
salida en la R.A.N, tendían a converger en un
punto del eje de abcisas , -VA
En el circuito incremental equivalente, el citado
efecto se modela por una resistencia en paralelo
con la fuente de corriente
75
Efecto de realimentación interna de la salida a
la entrada
? vce recoge el efecto de la realimentación
interna de salida a entrada.
76
Resistencia de base, colector y emisor
rb Resistencia de difusión de base (resistencia
del bloque de base), relativamente elevada. Valor
típico 100 ohmios. rc Resistencia de colector.
Valores típicos entre 10 y 100 ohmios. (en
transistores de baja potencia). Re Resistencia
de emisor, que es sensiblemente mas baja, (1
ohmio)
77
Modelo estático SPICE, incluidos efectos
secundarios
78
Modelo Incremental Del Transistor Bipolar
Considerando Efectos Secundarios (Cont)
Efecto de realimentación interna de la salida a
la entrada
Una alternativa al empleo de la fuente
dependiente (? vce), es la utilización de una
resistencia rµ entre base y colector
79
Capacidades parásitas
Al igual que vimos en los diodos, en las dos
uniones del transistor bipolar, aparecen los
mismos fenómenos de acumulación de cargas, las
llamadas capacidades de difusión y de deplexión,
predominando la de difusión en las uniones que
estén polarizadas directamente, y la de deplexión
en las que las uniones estén polarizadas
inversamente . El concepto de capacidades
incrementales de difusión y de deplexión es
perfectamente aplicable aquí.
80
Modelo dinámico del transistor bipolar
El circuito de la figura es el modelo dinámico
del transistor bipolar, donde aparece también la
capacidad de deplexión entre colector y sustrato
en circuitos integrados.
81
Modelo de alta frecuencia del transistor bipolar
rb resistencia del bloque de base
rµ efecto de realimentación interna (normalmente
despreciable)
cp Capacidad incremental de difusión (La unión
base-emisor polarizada directamente)
cµ Capacidad incremental de deplexión . (La
unión base-colector polarizada inversamente)
rµ
rb
82
Variación de las parámetros con la temperatura
La tensión de la unión base-emisor polarizada
directamente, tal como vimos en diodos,
disminuye a razón de -2mV/ºC, La características
de salida aumentan su separación, y se desplazana
hacia arriba, debido al incremento de la
temperatura, según la expresión
XTB es una constante denominada exponente de
temperatura (con XTR 1,7 ß se duplica de 27 a
175ºC)
83
Funcionamiento del transistor como interruptor
estático
Con la señal vc(t), el transistor, idealmente
pasa de saturación a corte instantáneamente. Debid
o a los efectos de acumulación de cargas, el
proceso de conmutación en el transistor, tiene
parecidas características que el de conmutación
de diodos, limitando la velocidad de conmutación,
y por tanto la frecuencia útil de trabajo, en
función de las características dinámicas del
transistor. En el proceso de conmutación dinámica
de un transistor, existe una pérdida de energía,
que habrá que limitar a valores admisibles.
84
Conmutación dinámica del transistor bipolar
En la figura se aprecia como la tensión a la
salida no cambia instantáneamente, siguiendo a la
señal de control, debido a los efectos de las
capacidades de difusión y deplexión. (consulte
bibliografía (pag 267 Malik)
85
Modelo dinámico SPICE del transistor bipolar
86
Introducción a la Teoría de Cuadripolos y
Triterminales Lineales
La linealización de dispositivos no lineales de
tres terminales, es un proceso de aproximación
del modelo no lineal , a un modelo lineal,
truncando los correspondientes desarrollos en
serie de Taylor a partir de los términos de 2º
Orden Aunque el proceso es válido para cualquier
dispositivo de tres terminales, vamos a
particularizarlo para el transistor bipolar
Donde
87
Introducción a la Teoría de Cuadripolos y
Triterminales (Cont)
Llamando
Donde los hje son los denominados Parámetros
incrementales híbridos h referidos a emisor común
88
Introducción a la Teoría de Cuadripolos y
Triterminales (Cont)
De estas ecuaciones lineales, podemos deducir el
circuito incremental equivalente
89
Parámetros incrementales Híbridos h
90
Condiciones que debe de cumplir la señal aplicada
para poder emplear el circuito incremental
equivalente del B.J.T
Límite inferiorLa señal mínima que se podrá
aplicar , depende del ruido eléctrico inherente
al circuito
Límite superiorLa señal máxima aplicada, depende
de la máxima distorsión admisible

En teoría, se demuestra que
(véase bibliografía)
Donde vT es la tensión térmica
a 27ºC, vbe debe ser menor o igual que 5 mv.!
91
Transistores conectados como diodos
Ya que
Por tanto Un transistor conectado como diodo
(uniendo base con colector),equivale
incrementalmente a una resistencia de valor
92
CIRCUITOS EQUIVALENTES EN PEQUEÑA SEÑAL
Una vez polarizado el transistor en un P.O. en la
R.A.N., el siguiente paso es superponer una señal
variable,aplicándola en un punto del circuito, y
extraer la respuesta en algún otro punto, sin que
el acoplamiento de la fuente se señal modifique
el punto de operación del transistor cuando la
fuente de señal es nula. También, en el
acoplamiento de la señal de salida de una etapa ,
a la entrada de otra etapa, no se puede alterar
el P.O. de los transistores, si la señal variable
de entrada es nula. El acoplamiento de las
señales, y el de etapas, puede realizarse de dos
formas Circuitos de acoplamiento directo, y
circuitos de acoplamiento a través de capacidades
93
CIRCUITOS EQUIVALENTES EN PEQUEÑA SEÑALCIRCUITOS
DE ACOPLAMIENTO DIRECTO

• En la mayoría de los integrados, el acoplamiento
  de las señales, y entre etapas es directo.
• Los circuitos de polarización deben diseñarse
  adecuadamente para que dicho acoplamiento no
  altere sensiblemente el P.O. de los transistores
  en ausencia de señal, (vs0) (cortocircuito).
• Además, en ausencia de señal, interesa
  normalmente que la tensión de salida sea también
  nula. Si el acoplamiento es directo, la única
  posibilidad es emplear alimentaciones dobles y/o
  fuentes de corriente constantes.

94
CIRCUITOS EQUIVALENTES EN PEQUEÑA SEÑALCIRCUITOS
DE ACOPLAMIENTO DIRECTO (CONT)
En la figura a) vemos como al cerrar en
interruptor, aún cuando la señal sea nula, el
punto de operación del transistor se altera. En
la figura b), una alternativa poco práctica,
superponer a la fuente de señal un nivel de
continua igual a VBQ
95
CIRCUITOS EQUIVALENTES EN PEQUEÑA SEÑALCIRCUITOS
DE ACOPLAMIENTO DIRECTO (CONT)
VENTAJAS E INCONVENIENTES DE LOS CIRCUITOS CON
ACOPLAMIENTO DIRECTO VENTAJAS Pueden procesar
señales que varíen muy lentamente, amplificando
tanto niveles de continua como de alterna. Hay
muchas magnitudes físicas en el entorno
industrial, cuyas variaciones son muy lentas,
como por ejemplo, temperatura, presión ,
deformaciones, humedad relativa, velocidad del
viento, luminosidad ambiental, INCONVENIENTES
Cualquier desviación del P.O. De alguno de los
transistores del circuito, afecta a la salida en
mayor o menor grado, provocando tensiones de
desplazamiento a la salida en ausencia de señal.
96
CIRCUITOS EQUIVALENTES EN PEQUEÑA SEÑAL
CIRCUITOS CON ACOPLAMIENTO CAPACITIVO
C1 es un condensador de acoplo de la señal de
entrada a la base del transistor C2 es un
condensador de desacoplo de la componente
alterna, para conseguir mas ganancia C3 es un
condensador de acoplo de la señal variable de
salida a la carga
97
CIRCUITOS EQUIVALENTES EN PEQUEÑA SEÑAL
CIRCUITOS CON ACOPLAMIENTO CAPACITIVO (CONT)
Al ser las capacidades circuitos abiertos para la
componente continua, los puntos de operación no
se ven afectados. Normalmente las capacidades se
diseñan para que a las frecuencias de trabajo se
puedan considerar cortocircuitos El procedimiento
de análisis y diseño de las mismas es sencillo,
aplicado análisis frecuencial en módulo y
argumento
El mayor inconveniente del empleo de capacidades
es que la frecuencia inferior de corte viene
limitada por éstas, no pudiéndose emplear si se
desea procesar señales de muy baja frecuencia o
que varíen muy lentamente
98
PROCEDIMIENTO DE ANÁLISIS DE CIRCUITOS CON
TRANSISTORES EN PEQUEÑA SEÑAL

• ANÁLISIS DEL CIRCUITO DE POLARIZACIÓN
• 1º) Anular las fuentes de señal dejar las
  fuentes de polarización de continua, ya sea de
  tensión o de corriente
• 2º) Sustituir los condensadores por circuitos
  abiertos, y las autoinducciones por
  cortocircuitos (salvo su resistencia interna).
• 3º) Utilizar el modelo de gran señal del
  transistor
• 4º) Hallar el P.O. De cada transistor, utilizando
  las ecuaciones de polarización, y el modelo del
  transistor de gran señal en la R.A.N..
• En muchos casos el proceso se simplificará mucho
  utilizando la hipótesis de ß infinito.

99
PROCEDIMIENTO DE ANÁLISIS DE CIRCUITOS CON
TRANSISTORES EN PEQUEÑA SEÑAL

• MODELO DE PEQUEÑA SEÑAL
• 5º) De los datos del punto de operación de cada
  transistor, así como de las características
  suministradas por los fabricantes, calcular los
  parámetros incrementales de los transistores.
• ANÁLISIS EN PEQUEÑA SEÑAL (SEÑAL INCREMENTAL)
• 6º) Anular las fuentes de polarización (fuentes
  ideales de tensión constantes cortocircuitos,
  fuentes ideales de corriente constante circuito
  abierto). En el caso de no ser ideales habrá que
  considerar su correspondientes resistencias
  equivalentes en alterna.

100
ANÁLISIS DE CIRCUITOS CON TRANSISTORES EN
PEQUEÑA SEÑAL (cont)

• ANÁLISIS EN PEQUEÑA SEÑAL (SEÑAL INCREMENTAL)
• 7º) Sustituir los condensadores de acoplo y
  desacoplo por cortocircuitos,(si se han diseñado
  para ello)
• 8º) Sustituir los transistores por su modelo de
  pequeña señal.
• 9º) Aplicar la señal de entrada , y analizar su
  respuesta en la salida. Evaluando en cada caso lo
  que interese
• Impedancias de entrada
• Ganancia en tensión
• Ganancia en corriente
• Ganancia en potencia
• Impedancia de salida

101
AMPLIFICADORES BÁSICOS CON TRANSISTORES BIPOLARES
De los tres terminales del transistor,
normalmente se empleará uno como referencia,
común a la entrada y a la salida. La señal de
entrada se aplicará a uno de terminales, mediante
el acoplamiento correspondiente (directo ,
capacitivo...), y se obtendrá la respuesta en el
terminal restante Dependiendo del terminal de
referencia que se emplee, el amplificador básico
se denominará En emisor común, entrada por base,
salida por colector En colector común. Entrada
por base, salida por emisor En base común,
entrada por emisor, salida por colector
102
AMPLIFICADORES BÁSICOS CON TRANSISTORES BIPOLARES
(CONT)
De los tres terminales del transistor,
normalmente se empleará uno como referencia,
común a la entrada y a la salida. La señal de
entrada se aplicará a uno de terminales, mediante
el acoplamiento correspondiente (directo ,
capacitivo...), y se obtendrá la respuesta en el
terminal restante Dependiendo del terminal de
referencia que se emplee, el amplificador básico
se denominará En emisor común, entrada por base,
salida por colector En colector común. Entrada
por base, salida por emisor En base común,
entrada por emisor, salida por colector
103
AMPLIFICADOR EN EMISOR COMÚN
a) Circuito completo b) Circuito equivalente
en alterna
104
El amplificador en emisor común(Cont)
105
El amplificador en emisor común(Cont) Efecto de
la resistencia de emisor
106
ETAPA AMPLIFICADORA EN BASE COMÚN
Circuito completo
107
ETAPA AMPLIFICADORA EN BASE COMÚN (cont)
Si consideramos ro infinita, es fácil demostrar
las siguientes expresiones (se propone como
ejercicio las demostraciones)
108
ETAPA EN COLECTOR COMÚN
109
ETAPA EN COLECTOR COMÚN (CONT)
110
RESUMEN DE CONFIGURACIONES
(Consulte apuntes manuscritos)