Cap

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Capítulo 6 Diseño de circuitos analógicos y
digitales

• Diseño para el control de las emisiones
• Diseño con vistas a la inmunidad
• David Reboredo Gil
• Santiago Muíños Landín

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Diseño para el control de las emisiones

• Los circuitos digitales son importantes
  generadores de interferencia electromagnética.
  Las ondas cuadradas de alta frecuencia se
  distribuyen por todo el sistema.
• Los circuitos analógicos son mucho más
  silenciosos debido a que las ondas cuadradas no
  son una de sus características. Una excepción
  importante son los circuitos de vídeo que
  transmiten señales de hasta varios MHz.
• También las fuentes de alimentación conmutadas de
  potencia son una importante causa de
  interferencias en frecuencias bajas y medias ya
  que, en esencia, es un oscilador de onda cuadrada
  de alta potencia.

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El espectro de Fourier

• Dominio temporal y dominio frecuencial
• La mayoría de diseñadores están acostumbrados a
  trabajar en el dominio temporal (como vemos en un
  osciloscopio). Pero una onda que se repita la
  podemos representar en el dominio de frecuencias
  y para ello se usa un analizador de espectro. La
  herramienta matemática que permite analizar una
  forma de onda en un dominio temporal, conocido en
  el dominio de la frecuencia es la transformada de
  Fourier.

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El espectro de Fourier

• Elección de la familia lógica
• El daño en cuanto a las emisiones se hace por los
  flancos de conmutación que tienen un tiempo de
  subida y bajada rápido lo cual no es lo mismo que
  el retardo de propagación. Utilizar el tiempo de
  subida más lento compatible con un funcionamiento
  fiable reducirá al mínimo la amplitud de los
  armónicos de orden superior donde la radiación es
  más eficaz.
• Se debe utilizar la familia lógica más lenta que
  haga el trabajo es decir, no utilizar lógica
  rápida cuando no sea necesario. Utilizar lógica
  rápida sólo en donde las componentes del circuito
  tengan que funcionar a alta velocidad. Sin
  embargo, la preferencia por la utilización de la
  lógica lenta está en contra de las demandas de
  los técnicos de software para conseguir mayor
  velocidad del proceso.

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El espectro de Fourier

• A nivel del chip, las corrientes parásitas que
  aparecen en las patillas se pueden reducir al
  mínimo.
• Los tiempos de transición se pueden optimizar en
  lugar de reducirlos. Diseñando cuidadosamente el
  encapsulado, puede introducirse un pequeño
  condensador de desacoplamiento tan cerca como se
  pueda del chip, sin la inductancia del marco
  metálico interno que anula su efecto. Además
  podemos usar la reducción de área de silicio
  ganada con los avances en el diseño para colocar
  un condensador de desacoplamiento de tamaño
  adecuado (de 1 nF de capacidad) sobre el silício.
  

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Radiación procedente de los circuitos lógicos

• Radiación en modo diferencial
• La eficacia de radiación de un bucle pequeño es
  proporcional al cuadrado de la frecuencia. Esta
  relación es válida hasta que la periferia del
  bucle se aproxima a un cuarto de longitud de onda
  en cuyo punto la eficacia llega al máximo.
  Superponiendo esta característica en la curva
  armónica envolvente de una forma de onda
  trapezoidal se observa que las emisiones en modo
  diferencial, debidas sobre todo a los bucles de
  corriente, serán más o menos constantes con la
  frecuencia por encima de un punto de ruptura
  determinado por el tiempo de subida. El
  coeficiente de Fourier para la frecuencia
  fundamental F1 es 0,64 y por tanto la emisión a
  F1 será
• E 20log10(119 10-6(f2 A Ipk) dBµV/m

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Radiación procedente de los circuitos lógicos

• Al combinar los tiempos de subida y bajada
  conocidos y la capacidad de corriente de salida
  parásita para una familia lógica con el espectro
  de un trapezoide de Fourier en diferentes
  frecuencias fundamentales, se puede calcular la
  emisión máxima radiada para las diferentes áreas
  de bucle. En la tabla siguiente muestra la zona
  máxima permitida para las familias lógicas y
  frecuencias de reloj. ?I, es la corriente de
  conmutación dinámica que se puede suministrar al
  dispositivo para cargar o descargar la
  capacitancia del nodo. La siguiente
  representación muestra emisiones de ondas
  trapezoides digitales a través de diferentes
  trayectorias

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Radiación procedente de los circuitos lógicos
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Radiación procedente de los circuitos lógicos

• En cuanto a las implicaciones de diseño y
  construcción, para frecuencias de reloj por
  encima de 30 MHz o para familias lógicas rápidas,
  es importante trazar un plano de tierra ya que no
  podemos restringir el área del bucle de ninguna
  otra forma. Esto no es suficiente si utilizamos
  lógica rápida por encima de 30MHz. El área de
  bucle introducida por las dimensiones del
  encapsulado del dispositivo, excede los límites
  permitidos por lo que tendríamos que apantallar y
  filtrar.
• El cuadro anterior se refiere a un único bucle
  radiante. Para un bucle n similar, la emisión es
  proporcional a n1/2.
• No se debe pensar que si satisfacemos las
  condiciones del cuadro anterior tendremos
  emisiones por debajo del límite ya que también
  entran en juego las emisiones en modo común y
  este cuadro sólo tiene en cuenta las emisiones en
  modo diferencial. Pero si no satisfacemos el
  cuadro anterior se necesitará apantallado y
  filtrado adicionales.

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Radiación procedente de los circuitos lógicos

• Radiación en modo común
• Este tipo de radiación se debe sobre todo a los
  cables y a las grandes estructuras metálicas y
  aumenta a una velocidad linealmente proporcional
  a la frecuencia. Hay dos factores principales que
  hacen del acoplamiento en modo común la fuente
  principal de las emisiones radiadas
• La radiación de los cables es mucho más eficaz
  que la de un bucle pequeño y por tanto se
  necesita una corriente en modo común más pequeña
  para la misma intensidad de campo.
• La resonancia de cable normalmente se encuentra
  entre 30 y 100 MHz y la radiación se intensifica
  para un cable corto.

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Radiación procedente de los circuitos lógicos

• Podemos hacer un cálculo similar al realizado
  para el modo diferencial. Éste asume que el cable
  está impulsado por una tensión en modo común
  desarrollada a través de una pista de tierra que
  forma parte de un circuito lógico. La pista de
  tierra transporta la corriente ?I que genera una
  tensión de ruido diferencial VN de ?IjwL entre
  la referencia de tierra y la conexión del cable.
  Se permite un factor de -20 dB para la pérdida
  por acoplamiento a la referencia de tierra. Se
  asume que la impedancia del cable es resistiva de
  150? y constante con la frecuencia y que las
  dimensiones de la placa del circuito impreso son
  insignificantes comparadas con las dimensiones
  del cable. Aquí tenemos un esquema del modelo

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Radiación procedente de los circuitos lógicos

• Consecuencias de la longitud de pista
• La inductancia L es importantísima en cuanto al
  nivel de ruido. El cuadro que sigue tabula, igual
  que antes, las longitudes de pista permisibles en
  función de la frecuencia del reloj y de la
  familia lógica.

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Radiación procedente de los circuitos lógicos

• No se debe tomar muy en serio este modelo con
  fines de predicción puesto que se han
  simplificado demasiados factores se han omitido
  las variaciones de la resonancia del cable y la
  impedancia con la frecuencia y la estructura, las
  resonancias de pista y circuito y la
  autocapacitancia, y la resonancia y variabilidad
  de la trayectoria de acoplamiento a masa. La
  finalidad de este modelo es demostrar que las
  emisiones de un circuito lógico están dominadas
  por factores en modo común. Las corrientes en
  modo común se pueden combatir
• Garantizando que las corrientes lógicas no fluyen
  entre el punto de referencia de masa y el punto
  de conexión de los cables externos.
• Filtrando todas las interfaces de los cables a
  una masa limpia.
• Blindando los cables llevando la conexión de la
  pantalla a una masa limpia.
• Reduciendo al mínimo las tensiones de ruido de
  masa utilizando un plano de masa.

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Radiación procedente de los circuitos lógicos

• El cuadro anterior muestra que la longitud de
  pista máxima permisible para las frecuencias
  superiores y las familias lógicas rápidas es
  impracticable. Por tanto, una sola o la
  combinación de las técnicas anteriores será
  esencial para hacer que esos circuitos obtengan
  la conformidad.
• Está claro que si se mueve el punto de referencia
  de la figura anterior para estar al lado de la
  interfaz del cable, no se desarrolla ninguna
  tensión de ruido y el cable se hace benigno. Ésta
  es la finalidad de la estructura de masa limpia
  de la interfaz. Con esta manera de hacerlo, las
  emisiones en modo común sólo se deben a las
  corrientes en modo común que fluyen directamente
  por las pistas de la placa de circuito impreso.

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Radiación procedente de los circuitos lógicos

• Comparación modo común y modo diferencial
• El gráfico de la figura muestra el perfil de la
  emisión real para la misma señal emitida en modo
  diferencial a través de un pequeño bucle y en
  modo común como resultado de estar acoplado a un
  cable conectado. Se asume que el cable no es
  resonante y que un cable daría una respuesta
  diferente en esta región pero en término medio,
  la eficacia está bien representada por este
  modelo.

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Reloj y radiación de banda ancha

• La principal fuente de radiación en los circuitos
  digitales es el reloj, o relojes, y sus
  armónicos. En donde las restricciones del
  circuito lo permitan, se deben retardar los
  flancos del reloj para reducir al mínimo la
  generación de armónicos. Esto se puede llevar a
  cabo de tres maneras impedancia serie,
  capacitancia paralela o con la utilización de una
  etapa intermedia de baja calidad de baja
  actuación. En la figura se muestran las dos
  primeras. La segunda opción no es recomendable ya
  que aunque produce el efecto deseado, aumenta la
  carga capacitiva en el excitador. El efecto
  general puede ser empeorar las emisiones en vez
  de mejorarlas. Es mejor aumentar la impedancia
  serie de la salida del excitador en las
  frecuencias armónicas y esto se puede llevar a
  cabo mejor con un elemento de impedancia en serie
  con la salida. Un resistor de baja magnitud suele
  ser a menudo un buen sustituto.

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Reloj y radiación de banda ancha

• Generación del reloj de espectro discreto
• Una posible alternativa, es una técnica conocida
  como generación del reloj de espectro discreto.
  En esta técnica la frecuencia del reloj es
  modulada en un 1 o 2 por ciento por un código
  pseudoaleatorio seleccionado para la difusión
  espectral más uniforme. Esto tiene como resultado
  una distribución más amplia de la energía
  espectral asociada con cada armónico del reloj.
  Esto se logra sin ningún esfuerzo extraordinario
  en el diseño y sin ralentizar los tiempos de
  subida del reloj.
• La frecuencia de reloj exhibirá algo de
  inestabilidad y la técnica puede verse
  restringida en aplicaciones que necesiten una
  sincronización muy precisa, aunque se puede
  utilizar como arreglo rápido para trabajos de
  reparación.

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Reloj y radiación de banda ancha

• Placas madre
• Los buses que controlan varios dispositivos o las
  placas madres transportan corrientes de
  conmutación mucho más altas que los circuitos que
  son compactos.
• Una placa madre con zócalos de alta velocidad
  debe utilizar siempre una placa de capas
  múltiples con plano de masa y los conectores para
  los módulos deben incluir una patilla de masa
  para cada pista de reloj de alta velocidad y
  patillas de dirección o datos.
• El bit menos significativo normalmente tiene la
  componente de frecuencia más alta de un bus y se
  debe llevar tan cerca como sea posible de su
  retorno de tierra.
• Las pistas de distribución del reloj siempre
  deben tener un retorno de tierra adyacente.
• La carga capacitiva sobre la señal del reloj en
  cada placa hija se debe mantener al mínimo
  utilizando una etapa intermedia en la placa para
  la distribución local de la señal del reloj.

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Reloj y radiación de banda ancha

• Oscilaciones transitorias en las líneas de
  transmisión
• Si se transmiten datos por líneas largas, se
  deben terminar para evitar las oscilaciones
  transitorias amortiguadas. Éstas se generan en
  las transiciones cuando una porción de la señal
  se vuelve a reflejar en la línea.
• Una oscilación transitoria severa afectará a la
  transferencia de datos si excede el margen de
  ruido de entrada del aparato.
• Además estas oscilaciones pueden ser también una
  fuente de interferencia por sí mismas.
• La amplitud de las oscilaciones transitorias
  depende del grado de mala adaptación en cualquier
  extremo de la línea, mientras que la frecuencia
  depende de la longitud eléctrica de la línea. Una
  combinación excitador/receptor debe analizarse en
  términos de comportamiento de su línea de
  transmisión si
• 2tPD longitud de línea gt tiempo de transición
• En donde tPD es el retardo de propagación de la
  línea en ns por unidad de longitud.

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Desacoplamiento de circuitos digitales

• Sin importar lo buenas que sean las VCC y las
  conexiones a masa, la longitud de la pista
  introducirá una impedancia que creará ruido de
  conmutación procedente de las corrientes de
  conmutación parásitas. La finalidad del
  condensador de desacoplamiento es mantener una
  baja impedancia dinámica entre la tensión de
  alimentación de cada CI y masa. Esto reduce al
  mínimo las longitudes de la pista que transportan
  altas corrientes.
• La colocación es crítica poco más de un
  centímetro para lógica rápida y para dispositivos
  lentos de bajo consumo se permiten varios
  centímetros de separación. La figura muestra la
  colocación de este condensador de
  desacoplamiento.

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Desacoplamiento de circuitos digitales

• Elección de los componentes
• Para desacoplar una lógica de alta velocidad el
  factor más importante al elegir el tipo de
  condensador, es la inductancia de sus terminales
  de conexión. Los preferidos son los de película
  de poliéster o los de cerámica de capas
  múltiples, aunque los mejores son los de tipo
  chip. Un método de desacoplo recomendado para una
  lógica estándar consiste
• Un condensador de 22 µF por placa en la entrada
  de la fuente de alimentación
• Un condensador de tántalo de 1 µF por cada 10
  encapsulados de memoria
• Un condensador de tántalo de 1 µF por cada 2-3
  encapsulados LSI
• Un condensador cerámico o de poliéster de 22 nF
  para cada bus octal de memoria
• Un condensador cerámico o de poliéster de 22 nF
  por 4 encapsulados de lógica SSI

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Desacoplamiento de circuitos digitales

• Utilización de las inductancias en serie
• No es el mejor método llenar la placa de
  condensadores de desacoplamiento. Un ejemplo de
  esto es el uso de un microprocesador de una sola
  pastilla sin ningún otro componente digital.
• Cuando se coloca un condensador de
  desacoplamiento al lado del encapsulado del
  procesador y los demás se colocan en otros
  lugares de la placa, ocurre que la inductancia de
  las pistas de interconexión, forma un circuito
  sintonizado en serie con los condensadores
  distantes de desacoplamiento y en las frecuencias
  resonantes las corrientes de ruido que fluyen
  hacia los condensadores distantes, son mayores
  que si estos condensadores no existiesen. Esto
  produce peores emisiones en esas frecuencias
  cuando se añaden los condensadores.

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Desacoplamiento de circuitos digitales
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Desacoplamiento de circuitos digitales

• Análisis de los resultados del modelo
• La mejora más importante se produce cuando la
  impedancia vista dentro de l1 aumenta de manera
  importante. Esto sólo se puede lograr insertando
  un inductor discreto.
• Como regla general de diseño se debe planear
  incluír esos inductores en serie en la
  alimentación VCC de cada CI que se espere que
  vaya a contribuir a la contaminación por ruido de
  las líneas de alimentación.

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Circuitos analógicos emisiones

• En general los circuitos analógicos generan menos
  emisiones. Aquellos que generan deliberadamente
  señales de alta frecuencia deben seguir las
  mismas reglas de estructuración, desacoplamiento
  y conexión a masa ya explicadas.
• Los circuitos analógicos pueden oscilar en la
  región de los MHz y causar interferencias por la
  siguientes razones
• Inestabilidad del bucle de realimentación.
• Mal desacoplamiento.
• Inestabilidad de la etapa de salida.

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Circuitos analógicos emisiones

• Inestabilidad del bucle de realimentación
• Cualquier prototipo de circuito amplificador
  tiene que ser comprobado para ver su
  inestabilidad a altas frecuencias cuando se haya
  dado por terminada su configuración.
• La inestabilidad en la realimentación se debe a
  demasiada realimentación cerca de la frecuencia
  de ganancia unidad en donde el margen de fase del
  amplificador se aproxima a su valor crítico.
• Se puede relacionar con una incorrecta o falta de
  compensación de un amplificador operacional.

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Circuitos analógicos emisiones

• Desacoplamiento
• La relación de desnivel por fluctuación en la
  alimentación cae con el incremento de la
  frecuencia, al mismo tiempo que el acoplamiento
  de la fuente de alimentación a la entrada a altas
  frecuencias puede ser significativo en los
  circuitos de banda ancha.
• Esto se soluciona desacoplando, pero los
  condensadores típicos pueden resonar con la
  inductancia parásita de los cables eléctricos
  largos en la región de los MHz. La colocación en
  paralelo de un condensador de baja magnitud con
  uno de tántalo hará caer la frecuencia de
  resonancia a un nivel manejable. Se debe señalar
  que la inductancia en serie del tántalo podría
  resonar con el condensador cerámico y empeorar
  esta situación. Para solucionar esto se necesita
  una resistencia en serie conel tántalo de unos
  cuantos ohmios.
• Las etapas de entrada de los amplifiadores de
  alta ganancia de varias etapas pueden necesitar
  una resistencia adicional o un supresor de perla
  de ferrita en serie con la alimentación de cada
  etapa para mejorar el desacoplamiento de las
  rutas de alimentación.

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Circuitos analógicos emisiones

• Inestabilidad de la etapa de salida
• Las cargas capacitivas producen un retardo de
  fase en la tensión de salida al actuar en
  combinación con la resistencia de salida en bucle
  abierto de los amplificadores operacionales. Este
  incremento de desfase reduce el margen de fase de
  un circuito de realimentación lo bastante como
  para causar oscilación.
• Para solucionar la inestabilidad de salida se
  debe desacoplar la capacitancia desde la salida
  con un resistor en serie de poco valor y añadir
  una realimentación de alta frecuencia con un
  pequeño condensador directo de realimentación CF
  que compense el retardo de fase causado por CL.

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Fuentes de alimentación conmutadas

• Las alimentaciones conmutadas presentan
  dificultades para contener las interferencias
  generadas. Las emisiones se deben tanto a
  mecanismos en modo común como diferencial.
• La componente principal de la emisión de una FAC
  se debe a la frecuencia de conmutación y sus
  armónicos. Otra causa de ruido puede deberse a la
  conmutación de recuperación inversa de los diodos
  rectificadores de entrada. En el esquema vemos
  una alimentación de conmutación típica con las
  principales trayectorias de emisión marcadas.

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Fuentes de alimentación conmutadas

• Radiación desde un bucle de alto di/dt
• La radiación de un campo magnético desde un bucle
  que transporte altas di/dt se puede reducir al
  mínimo reduciendo el área del bucle o las di/dt.
  Esta área, depende de la estructura y dimensiones
  de los componentes físicos. La di/dt es un
  compromiso entre la frecuencia de conmutación y
  el consumo del dispositivo conmutador. Se puede
  controlar reduciendo la velocidad de subida de la
  forma de onda de ataque al conmutador.
• Construcción de componentes magnéticos
• El núcleo del transformador debe tener forma de
  un circuito magnético cerrado para restringir la
  radiación magnética. Un toroide es una
  configuración óptima aunque puede no resultar
  práctica debido a las dificultades del bobinado o
  a las pérdidas de potencia.

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Fuentes de alimentación conmutadas

• Acoplamiento capacitivo a masa
• La alta dv/dt en el instante de conmutación se
  acoplará capacitivamente a masa y creará
  corrientes parásitas en modo común. La solución
  es reducir al mínimo la dv/dt así como la
  capacitancia de acoplamiento.
• La dv/dt se reduce mediante un amortiguador y
  manteniendo bajos los niveles de di/dt así como
  la inductancia de fuga del transformador.
• Blindaje capacitivo
• El acoplamiento capacitivo se reduce al
  proporcionar pantallas electrostáticas adecuadas,
  sobre todo en el transformador y en el disipador
  térmico del aparato. Destaca la conexión adecuada
  de la pantalla a cualquier ruta de alimentación
  y no a masa.
• Incluso si el transformador no está apantallado,
  su construcción puede ayudar o impedir el
  acoplamiento capacitivo de primario a secundario.
  Separar los bobinados en diferentes devanados
  reduce su capacitancia pero aumenta su
  inductancia de fuga.

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Fuentes de alimentación conmutadas

• El acoplamiento es mejor entre nodos de alta
  dv/dt por tanto, el extremo del bobinado que
  está conectado a Vcc o masa puede proteger al
  resto del bobinado en un diseño de capas
  múltiples. Una pantalla externa de lámina
  metálica a 0 V también reducirá al acoplamiento
  de alta dv/dt en la parte exterior del bobinado a
  otras partes del circuito. La separación física
  de las partes que transportan una dv/dt alta es
  deseable, aunque difícil de realizar en productos
  compactos. Una alternativa es el apantallado
  adicional del componente o componentes culpables.

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Fuentes de alimentación conmutadas

• Interferencia en modo diferencial
• La interferencia de modo diferencial está causada
  por la tensión que se transforma a través de la
  impedancia finita del condensador de filtro en
  una di/dt alta. Es casi siempre la fuente de
  interferencia dominante en los armónicos más
  bajos de conmutación.
• Una inductancia en serie y una capacitancia
  paralela en el lado de la salida atenuará la
  tensión transferida a los terminales de salida.
• Cuando se compruebe el rendimiento de un filtro
  en modo diferencial, hay que asegurarse siempre
  de comprobarlo a la potencia de entrada máxima de
  funcionamiento. No sólo las corrientes de
  conmutación más altas generan más ruido, sino que
  la corriente máxima de entrada de la red puede
  llevar al inductor o a los inductores de filtro
  hacia la saturación y hacerlo ineficaz.

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Fuentes de alimentación conmutadas

• Ruido de salida
• Los picos parásitos de conmutación son
  característicos de la salida de CC de todas las
  alimentaciones conmutadas, sobre todo por la
  impedancia finita del filtro de salida. Estos
  picos parásitos salen de la unidad por las líneas
  de salida en los modos diferencial y común y
  pueden volver a emitir radiación sobre otros
  cables o acoplarse a masa generando
  interferencias en modo común. Es preferible un
  condensador ESL, pero se puede obtener una buena
  supresión en modo diferencial, como con la
  entrada, con un filtro de sección L de alta
  frecuencia.
• La abrupta recuperación inversa característica
  del diodo o diodos rectificadores de salida puede
  crear transitorios y oscilaciones transitorias de
  frecuencia extremadamente alta. Se pueden atenuar
  utilizando diodos de recuperación menos abrupta o
  colocando los diodos en paralelo con una red
  amortiguadora RC.

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Diseño con vistas a la inmunidad

• Un circuito basado en un procesador tiene
  tendencia a corromperse por culpa de transitorios
  rápidos que provoquen la aparición de estados
  falsos.
• Es necesario tomar muchas precauciones para
  evitar que cualquier circuito sincronizado sea
  susceptible a la interferencia entrante.
• Las señales analógicas se ven más afectadas por
  la interferencia continua, que se rectifica por
  elementos de circuito no lineales alterando la
  polarización o el nivel de la señal.
• Se mejora la inmunidad de los circuitos
  analógicos reduciendo al mínimo el ancho de banda
  del amplificador, aumentando todo lo posible el
  nivel de señal, utilizando configuraciones
  equilibradas y aislando eléctricamente la E/S que
  se conectará a circuitos eléctricos sucios.

36
Principios de inmunidad en los circuitos lógicos

• Alejar las trayectorias de interferencia de los
  circuitos lógicos críticos
• Estructuración
• Filtrar y aislar las E/S
• Utilizar lógica con umbral de ruido alto
• Utilizar algún método de protección
• Adoptar tácticas de protección defensivas

37

• Sin importar lo buena que sea la inmunidad del
  circuito, siempre habrá un transitorio que la
  venza.
• Cada microprocesador debe incluir un protector.
• Se deben utilizar técnicas informáticas para
  reducir al mínimo los efectos de la corrupción.

38
Circuitos digitales trayectorias de interferencia

• La mayoría de la interferencia crítica en los
  circuitos basados en microprocesador se lleva a
  masa, tanto si se trata de RF en modo común como
  de transitorios. El daño se hace por la
  transformación del ruido de tierra en modo común
  a ruido en modo diferencial en los nodos
  sensibles de señal. Esto ocurre por una alta
  impedancia de transferencia en modo común a
  diferencial provocada por una mala disposición de
  la placa de circuito impreso.
• Las interferencias en modo diferencial no se
  propagarán mucho en el circuito desde las
  interfaces externas, de modo que se debe
  estructurar el circuito para alejar las
  corrientes parásitas de masa de los circuitos
  lógicos. Si la estructuración no basta habrá que
  filtrar los cables de E/S o aislarlos para
  definir una trayectoria preferente y segura de
  corriente para la interferencia. Los campos de RF
  radiados que generan tensiones en modo
  diferencial internamente se manejan del mismo
  modo que las emisiones diferenciales RF, al
  reducir al mínimo el área del bucle, y al
  restringir el ancho de banda de los circuitos
  susceptibles donde sea posible.

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Transitorios y trayectorias de interferencia
40
Trayectorias de interferencia y ESD

• Una descarga puede ocurrir en cualquier parte
  expuesta del equipo. Los puntos problemáticos
  más normales son
• -Teclados y mandos
• -Cables externos
• -Partes metálicas accesibles
• Una descarga a un objeto conductor cercano
  producirá altas corrientes locales
• que inducirán a su vez corrientes dentro del
  equipo mediante un acoplamiento
• por impedancia común.

41
Trayectorias de interferencia y ESD
42
Transitorio y protección ESD

• Las técnicas para protegerse de las
  perturbaciones de los transitorios y las ESD son
  generalmente similares a las usadas para evitar
  las emisiones RF
• Las estrategias específicas tienen por objetivo
  evitar que el transitorio entrante y las
  corrientes fluyan a través del circuito. En su
  lugar absorben o desvían de manera inocua y
  directamente a masa. Para ello
• -Mantener las interfaces externas físicamente
  unas al lado de las otras
• -Filtrar todas las interfaces a masa en su punto
  de entrada
• -Si no es posible, aislar las interfaces
  susceptibles con una ferrita de choque en modo
  común o con optoacopladores
• -Utilizar un cable apantallado con la malla
  conectada directamente a masa
• -Proteger las placas de circuito impreso de
  partes metálicas expuestas o de puntos externos
  de descarga, con placas internas adicionales
  conectadas a masa

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Inmunidad de la lógica al ruido

• La capacidad de un elemento lógico para funcionar
  correctamente en un entorno ruidoso implica algo
  más que los márgenes normales de ruido estático.
  Para crear un problema, un transitorio generado
  externamente debe causar un cambio de estado en
  un dispositivo y propagarse después por el
  sistema.
• Los sistemas con elemento de almacenamiento
  sincronizado por reloj o aquellos que funcionan
  lo bastante rápido como para que el transitorio
  aparezca como una señal son más susceptibles que
  los sistemas lentos o aquellos sin elementos de
  almacenamiento.

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Margen de ruido dinámico

• El efecto de un transitorio rápido dependerá de
  la tensión máxima acoplada a
• la entrada lógica y también de la velocidad de
  respuesta del elemento.
• Cualquier impulso positivo que vaya desde 0V pero
  por debajo del umbral
• lógico de conmutación no hará que la entrada de
  elementos conmute de 0 a 1
• y no se propagará en el sistema. Del mismo modo,
  un impulsor por encima del
• umbral hará que el elemento conmute. Pero un
  impulso que sea más corto que
• el tiempo de respuesta del elemento necesitará
  una tensión superior para
• hacer el cambio. Esto se puede tomar como un
  argumento a favor de la lógica
• lenta.
• Con una lógica sincronizada, el tiempo de llegada
  del transitorio con respecto
• al reloj es importante. Si el transitorio no
  coincide con el flaco activo del reloj,
• no se propagará ningún valor erróneo por la línea
  de datos del sistema.

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El microprocesador perro guardián

• Las técnicas para reducir al mínimo la amplitud
  y controlar el camino de la interferencia no
  pueden eliminar el riesgo. La coincidencia de un
  transitorio de amplitud suficientemente alta con
  un punto vulnerable en la transferencia de datos
  es un asunto completamente estadístico.
• La manera más económica de garantizar la
  fiabilidad de un producto basado en un
  microprocesador es aceptar que el programa se
  corromperá ocasionalmente, así como proporcionar
  los medios por los que se pueda recuperar el
  flujo del programa, preferiblemente de forma
  transparente para el usuario. Esta es la función
  del microprocesador de protección al que se llama
  perro guardián.
• El perro guardián debe estar adaptado al
  funcionamiento del procesador en cuestión, de lo
  contrario se debe diseñar en el circuito.

46
Funcionamiento básico

• El resultado más serio de una corrupción por
  transitorio es que se perturba el
• contador del programa del procesador o el
  registro de dirección de manera que
• empieza a interpretar datos o memoria vacía como
  instrucciones válidas.
• Un perro guardián protege contra esta
  eventualidad al requerir que el
• procesador ejecute una sencilla operación
  regularmente, sin que importen las
• demás cosas que está haciendo. Es en realidad un
  temporizador cuya salida
• está enlazada a la entrada RESET, y que en sí,
  está haciendo redisparado
• constantemente por el funcionamiento del
  procesador, normalmente
• escribiendo información en un puerto de salida
  disponible.

47
Período de tiempo muerto

• Si el temporizador no recibe una patada desde
  el puerto de salida durante
• más de su período de tiempo muerto, su salida se
  pone a nivel bajo (ladra) y
• fuerza al microprocesador a hacer un reinicio.
• El período de tiempo muerto debe ser lo bastante
  largo como para que el
• procesador no tenga que interrumpir labores en
  las que el tiempo es
• fundamental para dar servicio al perro guardián.
  Por otro lado no debe ser tan
• largo como para que se corrompa el funcionamiento
  del equipo durante un
• período peligroso.

48
Hardware del temporizador

• El circuito perro guardián tiene que exceder la
  fiabilidad del resto del circuito y por lo tanto
  debe ser sencillo.
• Un divisor digital como el 4060B alimentado desde
  un reloj de alta
• frecuencia y reajustado periódicamente por
  impulsos de notificación, es
• una buena opción. Una de las ventajas de este
  planteamiento es que
• su salida en la ausencia de redisparo es una
  corriente de impulsos
• más que un solo disparo.
• Esto es mucho más fiable que un perro guardián
  monoestable, que
• sólo ladra una vez y luego se calla.

49
Conexión al microprocesador

• En general es preferible disparar la salida del
  temporizador mediante una señal POR para
  garantizar un ancho de impulso definido de RESET
  en el microprocesador cuando se produce la
  conexión.
• Es esencial utilizar una entrada RESET y o alguna
  otra como una interrupción al microprocesador. El
  procesador puede estar en un estado previsible
  cuando el perro guardián ladra, pero debe volver
  a un estado completamente caracterizado, y el
  único estado que puede garantizar la vuelta al
  funcionamiento es RESET.

50
Comprobación del perro guardián

• No es sencilla, dado que todo el resto del diseño
  del circuito se ha dirigido a garantizar que el
  perro guardián no ladre.
• Se puede someter al equipo a impulsos
  transitorios repetidos que sean de un nivel
  suficiente como para corromper el funcionamiento
  del procesador de manera predecible.
• También se puede instalar un LED a la salida del
  perro guardián para detectar sus ladridos.
• Además de comprobar la fiabilidad del perro
  guardián, debemos incluir una conexión para
  invalidarlo y poder comprobar las nuevas
  versiones de los programas informáticos.

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Programación defensiva

• No todos los fallos del microprocesador son
  debidos a interferencias, también
• otros factores como conexiones intermitentes,
  diseños deficientes del
• hardware, errores de programación pueden ser el
  origen de estos fallos.
• Mediante programas informáticos podremos
• -Comprobar el tipo y el rango de todos los datos
  de entrada
• -Hacer la toma de muestras de datos de la
  entrada varias veces y prorratear en el caso de
  los analógicos o validar en el de datos
  digitales.
• -Incorporar comprobaciones de paridad y sumas de
  comprobación de datos en todas las transmisiones
• -Proteger los bloques de datos de la memoria
  volátil
• -Reinicializar periódicamente los chips
  programables de interfaces

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Validación de datos y prorrateo

• Esto se basa en que si podemos establecer los
  límites conocidos sobre las cifras que entran al
  programa informático como entrada, se pueden
  rechazar los datos que se encuentren fuera de
  estos límites.
• El prorrateo del programa informático en una
  corriente de datos para nivelar las fluctuaciones
  de ruido del proceso puede también ayudar a
  eliminar el efecto de los datos inválidos.

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Protección de los datos y de la memoria

• La memoria volátil es susceptible a varias formas
  de corrupción de datos. Los datos críticos de la
  RAM se pueden prevenir colocándose en tablas,
  verificándose cada una por una suma de
  comprobación que se almacena en la propia tabla.
  Esta comprobación se puede realizar
  automáticamente por una subrutina en cualquier
  intervalo para detectar alguna corrupción en la
  RAM.
• Hay que tener cuidado con que la rutina de
  diagnóstico no sea interrumpida por una
  modificación de la tabla o viceversa, ya que los
  errores empezarían a aparecer por todas partes.

54
Memoria del programa sin usar y reinicialización

• Frente a la amenaza de que el microprocesador
  acceda a espacio sin usar debido a la corrupción
  de su contador de programa, podemos programar
  unas pocas de las últimas direcciones de la ROM
  con una instrucción JMP RESET, normalmente de
  tres bytes, con la intención de que en el caso de
  que el procesador se corrompa y acceda a
  cualquier unidad de memoria sin uso se encuentre
  con una cadena de instrucciones NOP (no
  operativa) y las ejecute hasta llegar a JMP RESET
  y por lo tanto provocar un reset.
• Para combatir la corrupción del estado de
  arranque inicial de dispositivos programables el
  método más seguro es reinicializar periódicamente
  todos los registros críticos. El período de las
  reinicializaciones dependerá de el tiempo que el
  programa pueda tolerar un registro corrupto.

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Inmunidad a los transitorios y RF circuitos
analógicos

• Los circuitos analógicos no serán tan
  susceptibles a las perturbaciones transitorias
  como los digitales. Sin embargo pueden ser más
  susceptibles a la desmodulación de la energía RF
• Pueden aparecer cambios de polarización que dan
  como resultado comportamientos no lineales o
  falta de funcionamiento. Los circuitos de audio y
  vídeo suelen ser especialmente sensibles a este
  tipo de problemas.
• Los mayores niveles de señal RF son los acoplados
  mediante cables externos de interfaz, y por lo
  tanto se debe prestar especial atención a estos
  circuitos.

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Principios de la inmunidad analógica

• -Reducir al máximo en ancho de banda del
  circuito
• -Maximizar los niveles de señal
• -Utilizar configuraciones equilibradas de
  señal.
• -Aislar las trayectorias particularmente
  susceptibles.